1 引言

數(shù)字陣列雷達(dá)是一種全新體制的雷達(dá)，它是由天線單元、數(shù)字陣列模塊(DAM)、參考時(shí)鐘、大容量數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)、信號(hào)處理機(jī)和顯示系統(tǒng)組成。其中DAM 是數(shù)字陣列雷達(dá)的核心，它包括分布式頻率源、l6個(gè)T／R組件以及數(shù)字采集與數(shù)字信號(hào)產(chǎn)生等，將傳統(tǒng)的接收與發(fā)射集成為一個(gè)整體，是一個(gè)完整的雷達(dá)傳感器單元。

由于DAM 在數(shù)字陣列雷達(dá)中起到關(guān)鍵作用，因此其供電問(wèn)題就顯得尤為重要。目前常用的供電方式是集中式供電方式，如圖l所示。即將輸入的220V交流電直接變換成DAM 所需的各種規(guī)格的直流電壓，再通過(guò)電纜將這些電壓傳輸至DAM內(nèi)的各個(gè)T／R組件和其相關(guān)電路。集中供電方式存在以下不足：

(1)發(fā)熱集中，散熱較難處理；

(2)線路壓降大；

(3)動(dòng)態(tài)響應(yīng)差；

(4)系統(tǒng)可靠性低，一旦電源出現(xiàn)故障，整個(gè)DAM 都不能工作；

(5)可擴(kuò)充性差。

針對(duì)以上不足，我們提出了DAM 的分布式供電方式，如圖2所示。即先將220V交流電變換成36V直流電，然后通過(guò)電纜將36 V直流電傳輸至各DAM，最終在DAM 內(nèi)部用DC—DC電源模塊將輸入的36 V直流電變換成T／R組件和其相關(guān)電路所需的各種電壓。采用分布式供電有以下優(yōu)點(diǎn)：

(1)單個(gè)電源模塊發(fā)熱量低且分散；

(2)36 V直流電電壓傳輸，線路壓降小；

(3)動(dòng)態(tài)響應(yīng)好；

(4)系統(tǒng)可靠性高，單個(gè)電源模塊出現(xiàn)故障，對(duì)整個(gè)DAM 的影響很小；

(5)可擴(kuò)充性好。

由于已有220V交流電變成36V 直流電的標(biāo)準(zhǔn)電源，因此DAM 分布式供電電源的設(shè)計(jì)難點(diǎn)集中在數(shù)字陣列模塊(DAM)內(nèi)部的DC—DC模塊的設(shè)計(jì)。本文即針對(duì)該DAM 用DC—DC模塊，分析其設(shè)計(jì)難點(diǎn)，給出技術(shù)方案，并重點(diǎn)討論了如何提高電源模塊的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。

2 DC—DC電源模塊技術(shù)方案

2．1 主要技術(shù)指標(biāo)與難點(diǎn)分析

在本系統(tǒng)的DAM 中，對(duì)分布式DC-DC電源模塊的基本要求如下：

輸入電壓：36V直流電(30~40V直流電)

輸出：+10V，6A(脈沖輸出，大占空比10 ，周期3 ms，即大脈沖時(shí)間300μs)

+5V，0．2 A(脈沖輸出，大占空比90%，周期3ms，即大脈沖時(shí)間2700μs)

+5V，0．6A(連續(xù)輸出)

+3．3V，0．4A(連續(xù)輸出)

輸出紋波和噪聲10V：≤100mV

5V，3．3V：≤ 50mV

由技術(shù)指標(biāo)可以看出，與常規(guī)電源相比，該DAM 用模塊電源的設(shè)計(jì)難點(diǎn)表現(xiàn)在：

(1)具有脈沖輸出功能；

(2)對(duì)輸出脈沖的波形質(zhì)量要求高，表現(xiàn)在輸出脈沖與控制脈沖的延遲小(≤200ns)、輸出脈沖的上升沿快(≤200ns)、脈沖展寬小(≤3μs)以及輸出噪聲小等；

(3)雷達(dá)脈沖電流的負(fù)載特性和低的輸出紋波要求，需要模塊電源有良好的動(dòng)態(tài)性能；

(4)模塊的電磁兼容性要求較高。由于電源模塊工作于DAM 內(nèi)部，必須防止模塊的高頻開關(guān)噪聲干擾DAM 正常工作；

(5)模塊的結(jié)構(gòu)和熱設(shè)計(jì)是模塊設(shè)計(jì)的又一難點(diǎn)。由于DAM 內(nèi)部空間有限，要求模塊實(shí)現(xiàn)小體積和高功率密度，這對(duì)模塊散熱提出了更高的要求。

2．2 技術(shù)方案

由于電源模塊為多路輸出，輸出電壓低于輸入，并要求有脈沖調(diào)制輸出功能，輸出脈沖電流較大；同時(shí)，考慮到DAM 內(nèi)部電路還要使用輸入電壓36V，因此電源的主電路應(yīng)采用可靠的非隔離式電路拓?fù)洹榱藵M足DAM 內(nèi)部較小的特殊結(jié)構(gòu)尺寸，應(yīng)通過(guò)高頻化來(lái)有效地減小濾波元件，從而減小電源體積，國(guó)內(nèi)這類電源中電華星做的比較好。基于上述考慮，本電源模塊采用了LM5575為控制芯片的Buck電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，開關(guān)頻率選定在440 kHz。模塊的原理框圖如圖3所示，功率處理分為兩大部分：

(1)多個(gè)PWM 控制Buck變換器實(shí)現(xiàn)多路穩(wěn)定的輸出電壓變換；

(2)脈沖調(diào)制電路實(shí)現(xiàn)脈沖輸出。

3 DC—DC電源模塊的關(guān)鍵技術(shù)

結(jié)合難點(diǎn)分析，針對(duì)電源模塊以下關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行論述：

(1)如何實(shí)現(xiàn)電源模塊的快速動(dòng)態(tài)性能；

(2)如何實(shí)現(xiàn)邊沿陡、延遲小的脈沖調(diào)制輸出；

(3)如何減小電磁干擾。

3．1 閉環(huán)設(shè)計(jì)

由圖3可知，要保證輸出直流電壓穩(wěn)定、輸出脈沖頂降小，需要DC-DC變換器的輸出特性好，穩(wěn)態(tài)精度高；有很好的動(dòng)態(tài)特性，及時(shí)響應(yīng)平均負(fù)載變化；有良好的抗脈沖負(fù)載干擾能力。因此，恰當(dāng)?shù)淖儞Q器的反饋校正網(wǎng)絡(luò)的選擇和正確設(shè)計(jì)顯得尤為重要。

前級(jí)DC-DC的反饋控制原理如圖4所示。

圖中，G(s)，H(s)分別為功率變換與反饋網(wǎng)絡(luò)部分的傳遞函數(shù)，則G(s)H(s)被稱為閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)環(huán)益。

穩(wěn)定工作是閉環(huán)設(shè)計(jì)的基本要求。根據(jù)頻域的穩(wěn)定判據(jù) ]，為使電源穩(wěn)定，應(yīng)保證穿越頻率處，即閉環(huán)增益201g l HG l=0點(diǎn)，變換器的補(bǔ)償后環(huán)益?zhèn)鬟f函數(shù)的相位Iφl(shuí)< 180。采用平均法，考慮輸出電容ESR的影響建立Buck變換器的小信號(hào)模型，并考慮到PWM 調(diào)制比k1、輸出電壓的采樣系數(shù)k2，得到功率電路的傳遞函數(shù)滿足：

式中，L、C、R分別為Buck變換器的輸出濾波電感、輸出濾波電容和負(fù)載等效電阻；Resr為輸出電容的ESR。

將實(shí)際電路參數(shù)Vin=36V、L=6μH、C=330μF、k1=0．25、k2=0．25、Resr=50mΩ、R=1．667Ω代人式(1)，可得到Buck變換器未補(bǔ)償前的幅相曲線如圖5所示。

顯然，未補(bǔ)償?shù)腂uck變換器低頻增益較小，存在穩(wěn)態(tài)誤差；；在fp=1／(27πLC)(實(shí)際為3．577kHz）具有二階極點(diǎn)，需要引入補(bǔ)償環(huán)節(jié)。目前常用的反饋校正網(wǎng)絡(luò)有3種：I型、Ⅱ型和III型。I型為常規(guī)的PI補(bǔ)償；Ⅱ型在I型的基礎(chǔ)上增加了高頻極點(diǎn)，提高了高頻抗擾能力；III型為PID補(bǔ)償器，增加零點(diǎn)，提供相位補(bǔ)償。根據(jù)開環(huán)Buck電路的特性和應(yīng)用場(chǎng)合，我們要提高低頻增益，同時(shí)提高高頻段的抗干擾能力，因此選擇Ⅱ型校正網(wǎng)絡(luò)，其具體電路如圖6(a)所示，波特圖如圖6(b)所示。

傳遞函數(shù)為

由圖6可見，該網(wǎng)絡(luò)具有兩個(gè)極點(diǎn)fp1，fp2，一個(gè)零點(diǎn) fz其中，

fp1有助于提高閉環(huán)電路的低頻增益，保證穩(wěn)態(tài)無(wú)差別。用fz來(lái)補(bǔ)償主電路的二階極點(diǎn)fp=1／(2nLC)，保證閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定并有恰當(dāng)?shù)南嘟窃６葋?lái)同時(shí)保證快的動(dòng)態(tài)性能。fp2極點(diǎn)用于抑制高頻噪聲影響，其位置設(shè)定在遠(yuǎn)離整個(gè)環(huán)路的穿越頻率，以避免影響環(huán)路的穩(wěn)定性。實(shí)際上通常放在開關(guān)頻率附近，保證補(bǔ)償后高頻段呈每十倍頻40dB衰減，有良好的抗擾特性。

具體補(bǔ)償參數(shù)的設(shè)計(jì)過(guò)程如下：①根據(jù)圖5給出的開環(huán)特性曲線，取R1=1kΩ，令補(bǔ)償后環(huán)益的穿越頻率為15kHz，計(jì)算求得R2=4KΩ，實(shí)際選取3．9 kΩ；② 令fz=1 kHz(低于主電路的二階極點(diǎn))，計(jì)算得C1=0．04μF，實(shí)際選取C1=0．033μF；③ 令fp2=440kHz(即開關(guān)頻率)，計(jì)算得C2=92pF，實(shí)際選取C2=88pF(用68pF和20pF并聯(lián))。則補(bǔ)償后的系統(tǒng)環(huán)益的頻率特性曲線如圖7所示，圖中實(shí)線為補(bǔ)償后的頻率特性曲線、虛線為未加補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的頻率特性曲線。顯然，補(bǔ)償后的低頻增益明顯增大，有利于提高穩(wěn)態(tài)精度；穿越頻率為15kHz，達(dá)到設(shè)計(jì)的預(yù)期要求；相角裕度為180°-139°=41°，具有較好的穩(wěn)態(tài)精度和動(dòng)態(tài)性能。實(shí)際帶額定脈沖電流輸出時(shí)，連續(xù)輸出端紋波Vp-p≤30mV，遠(yuǎn)小于設(shè)計(jì)要求。

3．2 脈沖調(diào)制輸出

脈沖調(diào)制輸出電路由儲(chǔ)能電容C、電子開關(guān)(調(diào)制管)V和脈沖驅(qū)動(dòng)電路組成，如圖8所示。由于脈沖輸出電流大于功率電路設(shè)計(jì)的額定電流，為防止電感瞬間飽和，避免后級(jí)過(guò)大的脈沖電流引起電容電壓頂降過(guò)大影響輸出電壓特性(5 V脈沖輸出和5 V連續(xù)輸出共用PWM 變換器)，并保證輸出脈沖波形的保真度，需要在調(diào)制電路輸入側(cè)配置一定容量的電容，實(shí)現(xiàn)脈沖調(diào)制環(huán)節(jié)和前級(jí)PWM DC-DC變換電路的負(fù)載隔離，改善調(diào)制電路的響應(yīng)速度，使得輸出脈沖波形在頂降、脈沖展寬、上升時(shí)間、輸出延遲時(shí)間等指標(biāo)上能夠滿足設(shè)計(jì)要求。TTL調(diào)制信號(hào)通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路對(duì)電源輸出進(jìn)行開關(guān)控制，實(shí)現(xiàn)輸出功率脈沖對(duì)TTL 信號(hào)的跟隨，完成對(duì)直流功率的調(diào)制功能。下面結(jié)合本電源中10V脈沖輸出電路，給出儲(chǔ)能電容和驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)依據(jù)。

本電源10 V 脈沖輸出指標(biāo)為占空比10%、脈沖周期3ms、脈沖電流6A、頂降≤0．5V，延遲時(shí)間≤200ns、上升時(shí)間≤200ns、脈沖展寬≤3μs。

3．2．1 儲(chǔ)能電容容量計(jì)算

脈沖輸出時(shí)間很短，因此可以近似認(rèn)為儲(chǔ)能電容放電電流恒定。由于后級(jí)輸出脈沖電流遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于前級(jí)濾波電感電流，所以儲(chǔ)能電容放電電流近似等于輸出脈沖電流。脈沖輸出時(shí)，輸出電壓頂降滿足：

式中，△u為輸出電壓頂降；△t為輸出脈沖時(shí)間；i為輸出脈沖電流。

將10 V 脈沖輸出對(duì)應(yīng)的指標(biāo)△u≤ 0．5 V、△t=300 s、i=6A代人式(6)計(jì)算可得出儲(chǔ)能電容值為C=3 600μF。

考慮到電容放電效率等影響因素，實(shí)際選用時(shí)，增加10%的裕量，則實(shí)際使用的電容容量為3 960μF。

如圖9所示，10 V脈沖輸出在額定脈沖電流情況下，實(shí)測(cè)頂降為0．48V，小于0．5V 的設(shè)計(jì)要求。容量選取恰當(dāng)合理。

3．2．2 目制電路設(shè)計(jì)

如圖8所示，電路中電子開關(guān)V 采用功率MOS管，由于MOS管存在寄生電容，將會(huì)導(dǎo)致脈沖輸出電流較大時(shí)，延遲時(shí)間、上升時(shí)問(wèn)、脈沖展寬等難以滿足設(shè)計(jì)要求。因此我們?cè)谠O(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)特別注意驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)，一方面提高驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)電流能力，保證V快速開通，減小驅(qū)動(dòng)延遲；同時(shí)布板時(shí)盡量減小驅(qū)動(dòng)引線電感，保證高速驅(qū)動(dòng)效果。圖10、圖11和圖12分別給出10 V脈沖的輸出延遲時(shí)間(56ns)、脈沖上升時(shí)間(100ns)以及脈沖展寬(2μs)實(shí)驗(yàn)波形，輸出波形滿足了設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

3．3 電磁兼容的設(shè)計(jì)

為了減小濾波元件的體積，本電源模塊的開關(guān)頻率較高，為440kHz。高頻化同時(shí)也帶來(lái)了高頻電磁干擾問(wèn)題，特別是開關(guān)頻率的諧波部分以及開關(guān)管上的電壓尖峰部分的頻率很容易干擾到DAM 中的T／R電路。

為了抑制輻射噪聲，實(shí)際采取了以下具體措施：① 電路上，在開關(guān)元件上加入尖峰能量吸收電路。② 布線時(shí)，采用6層PCB結(jié)構(gòu)，將各功率信號(hào)層之間采用地層隔離，保證噪聲電流有效地耦合到地線上。同時(shí)，盡量減小功率回路的面積，最大限度地減小輻射噪聲。③ 在磁性元件上，采用銅皮屏蔽，有效抑制了電磁輻射。④ 電源模塊采用全密封的外殼，也大大減小了輻射干擾。

針對(duì)傳導(dǎo)噪聲，在電源模塊輸入端增加大容量的儲(chǔ)能電容、共模電感和差模電容，有效地抑制了輸入端的傳導(dǎo)干擾。在電源模塊輸出端，通過(guò)優(yōu)化反饋電路和改善輸出端的濾波器常數(shù)，提高電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)并降低輸出電壓的紋波和噪聲；同時(shí)，還在輸出端口串接高頻磁珠，抑制輸出端的傳導(dǎo)噪聲。

4 模塊的結(jié)構(gòu)和熱設(shè)計(jì)

為滿足DAM 內(nèi)部有限的空間要求，本模塊的管殼設(shè)計(jì)成85 mm×32 mmx 11．5 mm的尺寸；同時(shí)采用可伐4J29作為管殼材料，以保證與管殼陶瓷基板間良好的熱匹配及平行縫焊的可行性；采用高溫共燒陶瓷絕緣子的引出線方式，保證在機(jī)載環(huán)境下，與T／R組件電氣連接的可靠性；殼體與引線鍍金，保證了良好的接地及引線的可焊性。另外，為滿足內(nèi)部厚膜管芯電路對(duì)氣密性的要求，整個(gè)管殼完全密封，其密封工藝能達(dá)到指標(biāo)要求。

本模塊熱設(shè)計(jì)的宗旨即減小縱向熱阻。由于陶瓷基板相比于環(huán)氧PCB優(yōu)良的導(dǎo)熱性，我們將開關(guān)管、續(xù)流管、脈沖調(diào)制管等半導(dǎo)體功率元件裸芯片直接壓焊在基板上；將功率耦合路徑中的磁性元件通過(guò)導(dǎo)熱膠與基板可靠粘連。由于本模塊的輸出功率較小，且效率較高，耗散功率有限，在實(shí)驗(yàn)及實(shí)用過(guò)程中，熱點(diǎn)分布均勻，并未出現(xiàn)過(guò)熱

現(xiàn)象，能完全滿足DAM 的使用環(huán)境要求。同時(shí)，為防止在使用過(guò)程中環(huán)控故障，導(dǎo)致電源過(guò)熱甚至損壞T／R組件，我們?cè)谀K中設(shè)計(jì)了過(guò)熱保護(hù)，當(dāng)模塊的本體溫度上升至100℃ 時(shí)，PWM 控制器關(guān)閉，斷開負(fù)載。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文對(duì)數(shù)字陣列模塊(DAM)用多路輸出分布式DC—DC電源模塊的設(shè)計(jì)有重點(diǎn)地進(jìn)行了闡述，國(guó)內(nèi)這類分布式電源中電華星據(jù)說(shuō)做的比較好。從設(shè)計(jì)結(jié)果看，本文中所提及的幾個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題均已得到解決，電源模塊的各項(xiàng)設(shè)計(jì)指標(biāo)都已實(shí)現(xiàn)并滿足了使用要求。