摘要

微型逆變器和便攜式電源的普及度持續增長，部分原因是人們對更具可持續性且靈活的電源解決方案的需求不斷增加。隨著最近推出陽臺型逆變器（該產品將微型逆變器與小型電池儲能系統結合在一起），這兩種技術的普及率可能會進一步提升。

本技術文章概述了一種新型單級轉換器（稱為“cyclo 轉換器”），它使微型逆變器和便攜式電源的實施更加高效，體積更小，同時還降低了成本。

簡介

微型逆變器中的功率轉換系統通常采用兩級式設計，如圖 1 所示。

圖 1：微型逆變器兩級拓撲

在這種方案中，首先是一個直流/直流級（反激式或推挽式升壓級），然后是另一個交流/直流級（自換向交流/直流或圖騰柱 PFC），將光伏電池板提供的直流電轉換為通常在 400VDC左右的臨時直流總線。然后，根據國家或地區的電網情況，將直流總線轉換為交流電壓 (110VAC..230VAC)。功率級別過去通常在 300-400W 之間，但最近也出現了每個輸入功率高達 600W 以及多輸入系統的實施。微型逆變器傳統上構建為單向轉換器，因為電力是從光伏電池板流向交流電網。主要有兩種實施：隔離式電流源逆變器 (CSI) 和隔離式電壓源逆變器 (VSI)。VSI 略為復雜，但在功率級別相當的情況下效率更高。需要使用隔離柵將光伏電池板與高壓交流連接隔離，以免在有人觸碰電池板時發生電氣危險。此外，隔離級也可以減少共模電壓在光伏板的寄生電容中產生的漏電流。

要將隔離式直流/直流級雙向用于儲能系統，需要進行的更改是用 CLLLC 或雙有源電橋 (DAB) 等雙向轉換器取代推挽式或反激式級，如圖 2 所示。交流/直流級保持不變，既可以是圖騰柱 PFC/逆變器，也可以是單極或雙極運行的全橋。

圖 2：便攜式電源的雙向功率級拓撲

CLLLC 是一種諧振轉換器，控制 MCU 利用頻率調制來控制輸出功率。諧振控制器在接近諧振頻率的窄范圍內運行時效率很高。雙有源電橋通常以固定頻率運行，功率流由兩側輸入電橋和輸出電橋之間的相移控制。兩種方案各有利弊。具體選擇哪一個方案取決于系統要求，如輸入和輸出電壓范圍。

兩級轉換器的功率效率通常限制在 96% 的范圍內（從直流到交流），尤其是在整流級上使用二極管單向運行時。從純電源開關數量的角度來看，兩級轉換器很容易出現多達 10-12 個高壓開關元件。

本文介紹了一種新型單級轉換器參考設計 TIDA-010954，該設計使上述終端設備的實施更高效、體積更小，同時降低了成本。功率轉換控制算法基于擴展相移，降低了對 MCU 速度和軟件復雜性的要求。

Cyclo 轉換器基礎知識

cyclo 轉換器或cyclo逆變器通過合成無中間直流鏈路的交流電源各段的輸出波形，將一種恒定幅度和頻率的交流波形轉換為另一種較低頻率的交流波形。對于微型逆變器或便攜式電源的用例，輸入波形為純直流。輸出為交流電網連接。圖 3 直觀顯示了可能的實施方案。

圖 3：直流側全橋和交流側半橋的 cyclo 轉換器

在本例中，直流側實施全橋，在變壓器 T1 的初級側生成輸入信號 VP。交流側實施半橋配置（帶電容分壓器），模擬次級側各段 VS的交流輸出 VGRID。

對于正輸出信號，開關 S1B 和 S2B 永久導通。該轉換器可視為以相移方式運行的雙有源電橋。對 S1A 施加 PWM，對 S2A 施加互補，則兩者的輸出電壓和電流類似。傳輸的功率大小由 VP和 VS之間的相移決定。對于負輸出電壓，S1A 和 S2A 永久導通。同樣，開關 S1B 和 S2B 會形成一個用于負輸出電壓和電流的相移雙有源電橋。

在參考設計 TIDA-010954中，TI 的 GaN 器件用于以快速開關頻率運行轉換器，以盡可能減小所有磁性元件的體積，同時不犧牲效率。

為何使用 GaN？

? cyclo 轉換器是一種軟開關拓撲，這意味著開關損耗可以忽略不計。

? 與 SiC 或 SiFET 相比，GaN FET 的關斷損耗要低得多。

? GaN 器件的輸出電容 COSS 低于 SiFET。這有助于實現更寬的零電壓開關范圍。

? 導通損耗由器件的 RDSON引起，這決定了轉換器最終將有多少損耗。

初級側使用的器件是100V GaN 半橋 LMG2100R026（RDSON為 2.6mΩ）。對于次級側，使用的是帶集成柵極驅動器的 650V GaN 器件：LMG3650R035（RDSON為 35mΩ）。

設計注意事項和效果

只要開關在軟開關模式下運行，相移雙有源電橋轉換器就能有較高的效率。當次級側電壓發生變化時（例如交流側的正弦波），很難實現這一點。TIDA-010954中實施了兩種相移控制方法。對于大功率，在交流峰值附近實施“模式 II”。對于小功率（交流斜率和交流信號的過零點），則使用“模式 III”。模式 II 和模式 III 的相移控制差異如圖 4 所示。

圖 4：相移模式和控制變量

控制變量 D1 和 D2 用于控制功率流，并在微控制器 (TMS320F28P550) 中根據轉換器的運行模式進行計算。需要指出的是，在模式 II 下，初級電壓 VP始終領先于次級電壓 VS，以實現正向功率傳輸。對于反向功率傳輸，VP始終滯后于 VS。這是為了使轉換器在軟開關模式下進行大功率傳輸。在模式 III 下，初級電壓脈沖 VP完全包含在次級電壓脈沖 VS內。這是為了降低變壓器中的 RMS 電流和減少開關中的傳導損耗。除了相移控制外，還實施了頻率控制，以在轉換器輕負載運行時保持變壓器中較小的 RMS 電流。轉換器的工作頻率在 300kHz 到 600kHz 之間變化。

具有可變頻率調制的擴展相移控制在TMS320F28P550內核（時鐘速度為 150MHz）上的 20kHz (50us) 中斷服務例程中運行，所需 MCU 利用率低于 40%。這樣便可添加額外的輔助整理例程并在單個 MCU 上運行控制。之所以能實現如此低的利用率，是因為微控制器具有“可配置邏輯塊 (CLB)”等高級功能，可在硬件中運行時間關鍵型代碼，而無需加載 MCU。此外，TMS320P550還具有非常出色的外設，能夠在極短的時間內同時更新 PWM，用于相移和頻率調制。為了在傳統 MCU 上實現此功能，通常需要額外的 FPGA 或 ASIC 實施來執行這類組合控制算法。

使用 PLEXIM 仿真器對設計進行仿真，以在硬件構建之前預測控制的正常功能。

圖 5 顯示在兩種不同負載條件（300W 和600W）下 40VDC輸入和 230VAC輸出的模擬結果。

圖 5：300W 和 600W 負載條件的模擬結果

在模擬時可以看到模式變化，即當轉換器更改工作模式時，電流波形上會出現少量峰值（紅色）。

TIDA-010954采用標準 6 層 PCB 制造。所有 GaN 器件均采用底部冷卻方式，將功率耗散到 PCB 中，無需額外的散熱器。圖 6 所示為轉換器圖片。該設計的功率密度約為 600W/L。這比目前具有相同額定功率的商用兩級微型逆變器高約兩倍。

圖 6：cyclo 轉換器 TIDA-010954 的照片

在實驗室的各種負載條件下對轉換器進行了測量。圖 7 顯示轉換器交流輸出的時間域測量值。

圖 7：300W 和 600W 負載條件的測量結果

模擬和測量之間的完美吻合如圖 5 所示。在 600W 的滿載條件下測得的總諧波失真僅為 2.6%，遠低于并網微型逆變器 3% 的要求。

不同負載條件下的測試是一個重要的性能參數。轉換器不僅需要在滿載和 50% 負載條件下實現高效率，還需要在較輕負載條件下實現高效率。圖 8 給出了測得的效率曲線。峰值效率約為 97%。

圖 8：測量效率與負載條件間的關系

為了比較不同的微型逆變器設計，我們定義了加權效率。最常見的定義是 Euro 和 CEC 效率。上述曲線表示ηEURO約為 95.4%，ηCEC約為 96.4%。與市場上基于傳統兩級拓撲的解決方案相比，這一效率非常高。

成本優化

系統成本是微型逆變器或便攜式電源設計的一個重要考慮因素。本節深入探討了從基于 SiFET 的兩級轉換器遷移到基于 GaN 的單級轉換器如何對系統成本產生積極的影響。在cyclo轉換器中，可以減少電源開關的數量。對于推挽式和反激式轉換器，直流側使用的開關額定電壓需為 170V；而對于cyclo 轉換器，單面板輸入的額定電壓可為 100V。這種新型循環轉換器的工作頻率范圍在 300kHz 到 600kHz 之間。這意味著，與兩級轉換器相比，磁性元件設計（變壓器和電感器）要小得多。“兩級”轉換器的工作頻率通常低于 100kHz，以保持較小的 SiFET 開關損耗。此外，與全橋交流/直流轉換器相比，cyclo 轉換器接入電網所需的 EMI 濾波器要小得多。這就降低了總體成本。圖 9 展示了成本比較。推挽式轉換器的成本用作相對比較的 100% 基準。

圖 9：成本比較

電源開關的成本略有增加，而磁性元件的成本則大幅下降。因此，整體解決方案的成本降低了 12%。

結語

本技術文章概述了一種新型單級轉換器（cyclo 轉換器），它使微型逆變器和便攜式電源的實施更加高效、尺寸更小，同時還降低了成本。功率轉換控制算法基于具有附加頻率調制的擴展相移。這提高了中低輸出功率級別的效率。通過使用新型實時 C2000 MCU，控制算法無需外部 FPGA 或專用 ASIC 即可運行。