來源：納芯微電子

在MOSFET開關中，柵極驅動器(Gate Driver)承擔著為其充電與放電的關鍵任務，而這背后的能量轉換過程，直接影響驅動系統的效率與熱設計。傳統功率損耗公式雖廣泛使用，但在某些應用場景中存在物理理解上的偏差。本文將以多個典型充放電模型為切入點，重新剖析驅動電路中能量的真實流向，并進一步探討寄生電感對系統能量守恒的影響，為工程師提供更精確的能量估算依據與器件選型參考。

01常用的驅動電路功率損耗計算公式

圖1 驅動器對MOS充電

圖2 驅動器對MOS放電

對于功率損耗的計算，計算公式如下：

......(1)

......(2)

QG充電終止時，柵極總電荷

fDRV柵極驅動頻率

VDRV驅動電壓

QG*fDRV物理意義是平均充電電流

VDRV*QG*fDRV物理意義是電源供給的平均功率

PON和POFF的公式把這部分功率一分為二，一半消耗在電阻上，一半存儲在電容中，放電時電容中的能量再通過電阻消耗掉。

顯然(1)和(2)成立的條件是——充電過程中，電阻上消耗的能量等于電容上存儲的能量。但此假設一定成立嗎？很明顯電阻等于0的時候不成立。那么電阻不等于0的時候呢？

02恒壓源對MOS的充電

MOS充電波形示意如圖3，I-V曲線如圖4：

圖3

圖4

階段(1)

MOS在截止區，電容：

CGATE= CGS+CGD

階段(2)

MOS在飽和區，電容：

CGATE=CGS+CGD*(1+gm*RLOAD)

階段(3)

MOS在飽和區，電容：

CGATE=CGD*(1+ gm*RLOAD)

階段(4)

MOS在線性電阻區，電容：

CGATE=CGS+CGD

CGS和CGD可以在納芯微MOS datasheet中查到，CISS= CGS+CGD，CRSS= CGD

MOS在飽和區由于米勒效應，CGD會被放大(1+AV/V)倍，其中AV/V代表MOS飽和區的放大倍數。

CGD隨著電壓的變化而變化，對于大多數MOS，有如下近似公式：

…… (3)

階段(1)(2)(4) CISS=近似為CGS和CGD_AVG并聯。階段(3)，VGS基本保持不變，CGS不起作用，驅動對CGD恒流充電。

a.如圖3區域(3)恒流充電時的功耗

…… (4)

…… (5)

當滿足以下條件時，電阻耗能等于電容儲能。

當VDRV＞2Vmiller時，電阻耗能大于電容儲能。

電源輸出的能量

ES=VDRV*IG*t=CGD*VDRV*VDS_off=ER+EC

…… (6)

b.如圖3區域(1)(2)(4)合成一段，RC充電階段

令CG=CGS+CGD_AVC；充電終止CG電壓Uo=k*UDRV；充電持續時間為T；充電電流為IG

…… (7)

…… (8)

電容儲能總小于電阻功耗，電容越接近充滿，兩者越接近相等。

電源輸出能量

…… (9)

03電容對MOS的充電

實際電路中，驅動芯片給MOS充電時，充電電流大部分都是由電容提供，因此可以近似認為驅動電路是電容給電容充電的模型。

a.如圖3區域(3)恒流充電時的功耗

電阻耗能

電容儲能

電源電容輸出的能量

對比恒壓源對電容充電公式，VDRV變為VDRV_AVC，因為電源電容電壓在下跌，因此取充電過程的平均值。

b.如圖3區域(1)(2)(4)合成一段，RC充電階段

設電源電容CIN初始電壓為UDRV，實時電壓為UIN；門極電容CG=CGS+CGD_AVG；充電終止CG電壓Uo=k*UDRV；充電持續時間為T; 充電電流為IG。如圖5，根據s域模型求解電壓和電流：

圖5

令

求拉普拉斯逆變換

電容儲能

…… (10)

電阻耗能

…… (11)

電源電容輸出的能量

…… (12)

當

時，

電容儲能大于電阻耗能。

當

時，

電阻耗能大于電容儲能。

…… (13)

令

…… (14)

設充電終止時，兩個電容電壓相等，根據電荷守恒：

，解得

代入式(14)

…… (15)

由式(15)可知，電源電容輸出的能量大于電阻耗能+電容儲能。

即CG=CIN時，分母達到最小值，電容值相差越大，損失能量越小。

04MOS的放電

設電容初始電壓UG，終止電壓Uo=kUG，放電持續時間為T

電容剩余儲能

電阻耗能

電容初始儲能

因此放電過程中，電容釋放的能量完全消耗在電阻上。

05寄生電感的作用

充電回路相當于一匝的線圈，形成寄生電感，圖6的模型更接近實際電路。

圖6

在如圖3區域(3)，近似恒流充電，電感的作用忽略，因此不作分析。

設電源電容CIN初始電壓為UDRV，時刻電壓為UIN；門極電容：CG=CGS+CGD_AVG；充電終止CG電壓Uo=k*UDRV；充電持續時間為T；充電電流為IG；計生電感L。

由于IG和Uo的時域公式非常復雜，T的表達式無法求出，也無法通過公式計算電阻的耗能。因為電阻的影響只是消耗一部分能量，把這部分能量降為0，也就是令電阻等于0，電路中只有L和C，以簡化分析。

求拉普拉斯逆變換：

任意時刻電感儲能

…… (16)

任意時刻MOS電容儲能

…… (17)

任意時刻電源電容儲能

…… (18)

初始時刻電源電容儲能

…… (19)

由式 (19)可知電能守恒，沒有額外的能量損失。當然，交變的電磁場，還是會輻射能量，但因為電感的存在，抑制了電流的變化率。

結論與建議

通過對不同充電模型下電阻損耗、電容儲能、電源能量輸出之間關系的定量分析，本文指出傳統“電源能量一分為二”的假設并非總是成立。特別是在驅動電壓高于2倍米勒電平時，柵極電阻的能量損耗常常大于電容儲能；而在電容對電容充電的模型中，能量分布又呈現出不同特性。此外，MOS關斷時所有儲能都通過電阻耗散，而寄生電感則在一定程度上抑制了能量損失。理解這些能量路徑對精確設計高效Gate Driver系統至關重要，尤其在追求高頻、高密度、高可靠性的電源應用中更顯價值。

納芯微電子（簡稱納芯微，科創板股票代碼688052）是高性能高可靠性模擬及混合信號芯片公司。自2013年成立以來，公司聚焦傳感器、信號鏈、電源管理三大方向，為汽車、工業、信息通訊及消費電子等領域提供豐富的半導體產品及解決方案。

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