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本期，我們將介紹光耦合器的詳細知識

在隔離式電源中，光耦合器會跨越隔離邊界傳遞反饋信號。光耦合器包含發光二極管 (LED) 和光電探測器。電流流經 LED 會導致成比例的電流流經光電探測器。電流傳輸比 (CTR) 是從 LED 到光電探測器的電流增益，通常具有非常寬的容差。在設計隔離式反饋網絡時，必須考慮光耦合器和所有決定大信號增益的其他元件的容差。如果忽略這點，很容易導致產品投入生產后出現故障。

圖 1 所示的隔離式反饋網絡原理圖是常見的實現。TI 的TL431包含誤差放大器和基準。R3 和 R5 的電阻分壓器以及 TL431 的內部基準設置輸出電壓。反饋網絡通過改變脈寬調制 (PWM) 控制器反饋引腳上的電壓來控制傳送到電源輸出的功率。當 VOUT變高時，TL431 陰極會通過光耦合器拉取更多電流，從而將反饋引腳拉低。當 VOUT變低時，TL431 陰極從光耦合器拉取的電流較少，從而允許反饋引腳拉高。

必須在考慮到所有主要變量的最差情況容差下，通過適當的設計，確保此電路能夠驅動控制器的反饋引腳（在其整個動態工作范圍內）。

圖 1：該電路通常在隔離式電源中生成反饋信號

第一步是確定控制器反饋引腳的動態工作范圍。所有控制器各不相同，因此執行該任務時，需要對數據表進行一些研究。例如，假設您使用UCC2897A來控制 12V 輸出有源鉗位正激式轉換器。閱讀UCC2897A數據表中的“詳細引腳說明”，可以發現反饋引腳上的 2.5V 電壓可實現零占空比，而 4.5V 反饋電壓可實現最大占空比。UCC2897A還提供 5V 基準，可用于通過圖 1 中的 R6 偏置光耦合器中的光電探測器。此基準的最小值為 4.75V，最大值為 5.25V。假設為 R6 使用具有 1% 容差的 1kΩ 電阻器，公式 1 和 2 計算所需的流經光耦合器光電探測器的電流范圍：

公式 1

公式 2

您的電路必須能夠驅動 0.25mA 至 2.78mA 范圍內的 R6 電流。通過提供電阻器 R2，TL431 的陰極能夠提高到足夠高的電壓，從而消除光耦合器 LED 中的電流。因此，電路設計可以保證最小的 R6 電流，您只需考慮提供最大 R6 電流。

第二步是計算光耦合器在最壞情況下的 CTR。器件型號中帶有 “817” 的光耦合器是由多個制造商提供，并且彼此引腳對引腳兼容；每個光耦合器在器件型號中使用不同的后綴。表 1 展示了具有不同 CTR 范圍的 817 器件示例，通過器件型號中的單個字母后綴表示。此 CTR 范圍不考慮溫度和偏置電流的影響。表 1 和圖 3 重現了光耦合器數據表中的圖表，匯總了溫度和偏置電流的影響。

表 1：具有各種 CTR 范圍的光耦合器

假如，您希望電源在 ?40°C 至 85°C 的環境中運行。根據圖 2 所示，您會發現在 85°C 時需要將最小 CTR 乘以約 0.7。如果您選擇 817 的 “A” 版本，最小 CRT 可低至 56%。將公式 1 的結果除以 0.56 可得出，您可能需要至少 4.96mA 的 LED 電流（不考慮偏置電流的影響）。根據圖 3 所示，4.96mA 處的偏置電流影響可以忽略不計。

圖 2：光耦合器 CTR 隨溫度而變化

圖 3：光耦合器 CTR 隨偏置電流而變化

第三步是設置 R1 的值以確保TL431 在所有條件下都能夠充分驅動光耦合器。這也是該設計過程的最后一步。TL431 的最小陰極電壓為 2.5V，光耦合器 LED 的正向壓降可高達 1.0V。公式 3 用于計算 R1 的最大值，以確保穩壓：

公式 3

在該電源中使用大于 1.7kΩ 的 R1 值可能會阻止 TL431 在 LED 中驅動足夠的電流來保持穩壓。如果光耦合器缺少電流，則輸出電壓將持續上升，直到有適當的 LED 電流量流過光耦合器。這會導致輸出端出現過壓情況，并且在較高的溫度下出現過壓情況的可能性更大。

此類容差問題通常會在設計階段被疏忽。電源的預量產運行可以輕松通過所有測試，問題只會在客戶退貨時暴露出來。遵循本文中的簡單設計過程，即可為您節省公司資金并讓客戶滿意。

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