導讀

在汽車電子與工業控制等領域，CAN通信至關重要。本文圍繞CAN通信，闡述節點增多時如何減少寄生電容的策略，同時從發送、接收節點等方面，講解保障節點數量及通信可靠性的方法。

?如何減少寄生電容?

增加節點就會帶來寄生電容的增加，節點增加到一定數量，波形嚴重失真，導致數據接收錯誤。硬件設計CAN電路時，需要總線抗受電磁兼容同時需要寄生電容小，直接給總線并聯TVS瞬態抑制二極管，這些就可以？答案肯定是不行的，因為TVS瞬態抑制二極管的結電容高達1000pF以上，完全可以使波形變形。既要使用TVS瞬態抑制二極管，又不能使結電容很大，怎么解決？我們知道電阻并聯阻值減少，電容并聯容值增大。那么根據電容串聯容值減少這一思路進行硬件設計，參考設計如圖1所示。

圖1 CAN電路設計1

如圖1所示的CAN電路設計，二極管和TVS瞬態抑制二極管都是串聯的關系，利用的是二極管單向導電性和小結電容特性。如果覺得分立元器件太多，可以參考如圖2所示的電路設計，同等效果。

圖2 CAN電路設計2

?如何保障節點數量？

在CAN-bus電路設計中，理論上收發器支持節點數最多可做到110個，但實際應用中往往達不到這個數量。今天我們就來談談如何通過合理的CAN-bus總線設計，保證CAN網絡中的通訊的可靠性和節點數量。

影響總線節點數的因素有多種，我們從滿足接收節點的差分電壓幅值方面來討論，只有滿足了這個前提條件，我們才能考慮總線的其他因素如寄生電容、寄生電感對信號的影響。

1. 發送節點的CAN接口負載，為何考慮CAN接口負載？

CAN接口負載即為CANH、CANL之間的有效電阻值大小，該電阻會影響發送節點輸出的差分電壓的幅值，組網后網絡中各個節點的負載電阻RL接近，如圖3所示結果是我們測試了CTM1051M小體積CAN隔離模塊在不同負載下的輸出差分電壓幅值。

圖3 不同負載下的差分電壓

在負載電阻由45Ω不斷增大到66Ω時，節點的輸出差分電壓也隨著由1.84V增大到2.16V，兩者近似線性關系。為了使發送節點的輸出差分電壓不至于過低，實際組網時負載電阻應在圖3的范圍內波動。我們分析RL的組成有3個：終端電阻、總線節點的差分輸入電阻、總線本身的有效電阻。

終端電阻：總線兩端均需要增加終端電阻，當總線距離長時，總線有效電阻大，損耗大，可以適當增加終端電阻值以減小總線有效電阻的損耗，如150Ω~300Ω。

差分輸入電阻：ISO 11898中規定的收發器差分輸入電阻范圍為10kΩ~100kΩ之間，CTM1051M系列收發器的差分輸入電阻為19kΩ~52kΩ，其典型值為30 kΩ，如果我們以最多節點組網，按典型值考慮，則整個總線的差分輸入電阻會達到30 kΩ/110=273Ω，與終端電阻并聯時會顯著增加節點的負載。

總線有效電阻：使用較小截面積的雙絞線，其有效電阻達到幾十歐姆，長距離通信，總線對差分信號的影響會很大，如常用的RVS非屏蔽雙絞線的電阻從8.0Ω/km到39.0Ω/km不等。嚴重時會使接收點的電平達不到識別范圍。

差分電壓除負載電阻的影響外，還會受到供電電壓的影響，圖4是我們測試了CTM1051M模塊在不同電壓，不同負載下的差分電壓幅值得到的曲線。可以看到電源電壓升高0.5V，差分電壓幅值會升高約0.3V。

圖4 不同供電電壓下的差分電壓

2. 接收節點的識別電平

接收節點有一定的電平識別范圍，CTM1051M的CAN接口典型參數如圖5所示。

圖5 CAN接口典型參數節點輸入顯性電平應大于0.9V。ISO 11898中，總線上的任意點的最小電平應大于1.2V，組網時我們應使差分電壓大于此值。

3. 實際組網分析

目前收發器的最大組網節點數為110個，組網時我們考慮以上的電阻參數，確保總線上的差分電壓在合理的范圍內即可。圖6所示為CTM1051M推薦的組網拓撲，我們要考慮總線電阻，終端電阻，發送點，接收點電壓參數。

圖6 CTM1051M推薦的組網拓撲

其等效電路如圖7所示。

圖7 CTM1051M組網等效電路

根據等效電路，我們可以調整的參數有終端電阻RT、發送節點電壓VOUT、總線有效電阻RW。圖7中，各節點的RW、RIN難以準確確定，組網時以公式計算較為繁瑣，簡便的方法便是測量總線兩端的節點電壓。如網絡的總線電阻過大時，節點1到節點n總線對信號的損耗會很大，當節點n接收的差分電壓低于1.2V時，需要增大終端電阻。在使用浪涌抑制器的場合，比如在圖7的節點1和節點2之間增加SP00S12信號浪涌抑制器，其直流等效電阻為9.5Ω，可以將其等效為總線的有效電阻，當節點1收到的電壓過低時可通過減小總線有效電阻，提高節點1處的終端電阻來彌補浪涌抑制器帶來的損耗。