關鍵詞：發光二極管 雙向變換器 電流畸變 非線性補償1.引言

隨著世界各國在逐步禁止進口和銷售普通照明白熾燈，新型、綠色、高效、長壽命的LED 照明技術得到了空前的發展[1]。長壽命是LED 照明的最大優點之一，它的平均使用壽命達到80000- 100000 小時[2]。對于單級式的LED 驅動電源，如果采用市電供電，為了達到高功率因數(Power Factor, PF)，滿足IEC61000-3-2的諧波要求[3]， LED 照明需要一個功率因數校正變換器(Power Factor Correction, PFC)。當功率因數為1 時，輸入電流為與輸入電壓同相位的正弦波，因此其輸入功率呈現兩倍輸入頻率的脈動形式，對于恒定輸出功率的LED，為了匹配瞬時輸入輸出功率的不平衡，需要一個儲能電容。儲能電容很大，大多選用電解電容，而電解電容的使用壽命只有10000 小時左右[4]，是影響LED 驅動電源整體壽命的主要元件。為了提高AC-DC LED 驅動電源的使用壽命，有必要去除電解電容。適當降低功率因數以減小輸入功率脈動，如在輸入電流中注入三次和五次諧波[5, 6]，這樣就可以減小儲能電容大小。采用脈動電流來驅動LED，這樣瞬時輸入和輸出功率相同或者接近，可以減小或者消除儲能電容[7-10]。脈動電流驅動LED 一般用于景觀或者街道照明，在一些對光源質量要求較高的場合并不適合。采用電感作為儲能元件可以代替或者減小儲能電容，但是電感的儲能密度較小，其體積較大，同時還會存在損耗[11]。增大儲能電容上電壓波可以減小電容的容值[12-14]。文獻[13]提出了一種無頻

閃無電解電容的AC-DC LED 驅動電源，如圖1 所示。它由一個PFC 變換器、一個雙向變換器和一個CL 濾波器組成。其中電感Lo 與電容Co 構成低通濾波器，以阻止開關頻率及其倍數次的電流諧波流入LED，故此處的電容Co 并不承擔儲能作用，可以使用容量較小的薄膜電容或者瓷片電容，此時PFC 輸出電流i'o 含有兩倍輸入頻率的脈動電流。為了使LED 的驅動電流io為一個恒定的直流電流，在PFC 變換器的輸出端并聯了一個雙向變換器，并使雙向變換器的輸入電流ib 等于PFC 輸出電流中兩倍輸入頻率的交流分量，這樣就解決了LED 照明的頻閃問題。雙向變換器的直流側電容Cdc 采用了儲能電容電壓大紋波減小容值的方法，在脈動電壓相同的情況下，為了進一步減小容值，可

以適當提高Cdc 的直流平均電壓。

本文在無頻閃無電解電容AC-DC LED 驅動電源的基礎上，分析了其雙向變換器直流側電容紋波給雙向變換器開關管的占空比帶來的非線性問題，由于傳統的線性控制方法無法提供這部分含量，最終體現在增大了雙向變換器電流跟蹤的穩態誤差上，使得LED驅動電流發生了畸變。針對無頻閃無電解電容AC-DCLED 驅動電源中存在的問題，本文在雙向變換器中提出了一種改進型的控制策略，降低直流側電容紋波帶來非線性問題的影響，提高雙向變換器跟蹤正弦交流基準的能力，消除LED 電流的畸變。

2.無頻閃無電解電容AC-DC LED 驅動電源的基本概念

文獻[13]詳細分析了無頻閃無電解電容AC-DCLED 驅動電源的工作原理，本文只做簡單介紹。這里的PFC 變換器采用電流斷續模式(DiscontinuousCurrent Mode, DCM)的反激變換器，如圖2 所示。

反激變換器采用平均電流控制以達到恒定平均值輸出的目的。從上面的分析可以看出，由于沒有電解電容，脈動電流中含有兩倍輸入頻率的交流分量，會引起LED 發光的頻閃。為此，在反激變換器的濾波電容Co 上并聯一個雙向變換器， 本文采用的是Buck/Boost 雙向變換器，如圖3 所示。加入雙向變換器后，Lo 中主要流過直流電流，其高頻電流紋波較小，因此可認為電容Co 兩端電壓即雙向變換器輸入側電壓等于LED 兩端電壓Vo。

雙向變換器采用雙閉環控制。為了使Buck/Boost雙向變換器可以正常工作，需要保證直流側電容Cdc的最低電壓高于輸入端電壓Vo。電壓外環對直流側電容電壓的平均值進行控制，其輸出與給定的電流基準iref(通過采樣反激變換器副邊電流濾波得到其兩倍輸入頻率的交流分量)按比例系數k 相加后作為電流內環的基準，電流內環采用平均電流控制，使雙向變換器的輸入電流平均值跟蹤電流基準，那么反激變換器輸出端的電流進行分流，兩倍輸入頻率的交流分量流入了雙向變換器，由式(4)得：

發現由于直流側電容電壓的平均值不變，占空比中的直流成分不隨負載發生變化;隨著負載的增加，電容的紋波增大，所需占空比的低頻成分會快速增加，這樣會使得線性電流調節器不足以提供這部分低頻成分，只能通過增大電流跟蹤的穩態誤差來補償這些低頻成分，最終導致LED 的輸出電流畸變。如果負載Po=Pmax，那么做出滿載情況下不同電容容值下占空比各次諧波幅值的變化情況，如圖7 所示。在負載和直流側電容電壓恒定的情況下，隨著電容的減小，占空比低頻分量迅速增大，因此可以考慮根據占空比的表達式設計非線性的控制器，在不影響系統穩定性的前提下，達到雙向變換器正弦電流基準的無差跟蹤，降低占空比非線性對LED 輸出電流的影響。

3.2 改進型控制策略的實現

變占空比控制的思想已經應用于高功率因數的DCM PFC 變換器[15]，將此方法應用于雙向變器的控制電路中。觀察式(15)，如果在工頻周期內，使雙向變換器開關管Q1 的占空比按照理論值變化，將會使雙向變換器直流側電容電壓按照理論形式變化，那么輸入電流也會以兩倍輸入頻率的交流基準變化。由于雙向變換器開關管Q1 和Q2 是互補導通的，那么為了實現簡單，這里選擇控制開關管Q2，由式(15)可以得到其占空比d'為：

4.仿真驗證

為了驗證改進型控制策略可以減小雙向變換器電流跟蹤的穩態誤差，減小LED驅動電流的畸變，用Saber軟件搭建了一個采用改進型控制策略的無頻閃無電解電容AC-DC LED驅動電源。其主要參數如下：交流輸入電壓為220 VAC/50Hz，滿載輸出平均電流Io=0.7A，輸出電壓Vo=48V，雙向變換器電感為1.4mH，直流側電容為4.7μF，其電壓的平均值為150V，鋸齒波幅值Vm=3V。圖9和圖10分別給出了滿載和半載情況下濾除高頻分量的副邊電流、雙向變換器的電感電流、LED輸出電流和儲能電容電壓的仿真波形。可以發現滿載輸出電流的峰峰值為110mA，是平均值700mA的15.7%;半載時輸出電流的峰峰值為22mA是平均值350mA的6.3%，LED輸出電流畸變程度較大。

圖11和圖12分別給出了采用改進型控制策略時滿載和半載下的仿真波形，此時滿載情況下輸出電流的峰峰值為13mA，是平均值的1.9%;半載情況下輸出電流的峰峰值為7mA，是平均值的2.0%。圖13和圖14分別給出了改進前后滿載和半載輸出電流的頻譜，可以發現采用改進型的控制策略可以大大減小LED驅動電流中的低頻分量，抑制LED輸出電流的畸變，仿真結果驗證了此方法的正確性和有效性。

5.結論

本文對無頻閃無電解電容AC-DC LED 驅動電源中的Buck/Boost 型雙向變換器進行了穩態分析，分析了直流側電容電壓紋波造成的雙向變換器非線性問題，為了減小雙向變換器輸入電流對兩倍工頻交流電流基準的跟蹤誤差，提出了一種改進型變占空比的非線性控制策略，改善了原先LED 驅動電流畸變的問題。