信號處理單元和片上系統(SoC)單元通常具有突然變化的負載瞬態變化。這種負載瞬態變化將干擾電源電壓，而電源電壓在射頻(RF)應用中極其重要，因為變化的電源電壓會高度影響時鐘頻率。因此，射頻片上系統(RFSoC)通常在負載瞬態過程中使用消隱時間。在5G應用中，信息質量與過渡區間中的消隱時間高度相關。因此，對于任何射頻片上系統來說，越來越需要減少電源側的負載瞬態效應，以提高系統級性能。

用于射頻應用的快速瞬態Silent Switcher 3系列

實現快速瞬態電源軌的最直接方法之一是選擇具有快速瞬態性能的穩壓器。Silent Switcher 3系列IC具有極低頻輸出噪聲、快速瞬態響應、低EMI輻射和高效的特性。它采用超高性能誤差放大器設計，即使采用激進的補償方法也能提供額外的穩定性。4MHz的最大開關頻率使IC能夠在固定頻率峰值電流控制模式下將控制環路的帶寬推至50kHz的范圍。表1列出了設計人員可以選擇用以實現快速瞬態性能的Silent Switcher 3 IC。

表1. Silent Switcher 3系列參數

圖1顯示了用于5G RFSoC的典型 1 V 輸出電源，其基于LT8625SP，需要同時具有快速瞬態響應和低紋波/噪聲水平。1 V負載由發射/接收相關電路以及本振(LO)和壓控振蕩器(VCO)組成。在頻分雙工(FDD)操作中，發射/接收負載會經歷負載電流的突然變化。與此同時，LO/VCO負載恒定，但要求高精度和低噪聲，這很關鍵。LT8625SP的高帶寬特性使設計人員能夠用第二電感(L2)分隔動態負載和靜態負載，從而用單個IC為兩個關鍵的1 V負載組供電。圖2顯示了具有4 A至6 A動態負載瞬態的輸出電壓響應。動態負載在5 μs內恢復，不到0.8%的峰峰值電壓，這對靜態負載側的影響極小，不到0.1%的峰峰值電壓。可以修改此電路以支持其他輸出組合，例如0.8 V和1.8 V；由于低頻范圍內的超低噪聲、低電壓紋波和超快速瞬態響應，它們都能直接為RFSoC負載供電，而無需LDO穩壓器級。

圖1.LT8625SP的典型應用電路，動態/靜態射頻負載分離

圖2.負載瞬態響應很快，VOUT偏差極小，不會影響靜態負載

在時分雙工(TDD)模式下，噪聲關鍵的LO/VCO會隨著發射/接收模式的變化而加載和卸載。因此，可以使用圖3所示的簡化電路，因為所有負載都被視為動態負載，同時需要更關鍵的后置濾波來保持LO/VCO的低紋波/低噪聲特性。饋通模式下的3端子電容可用于實現足夠的后置濾波，其最小化的等效L可保持負載瞬態的快速帶寬。饋通電容與遠端輸出電容一起形成另外兩個LC濾波級，而所有L都來自3端子電容的ESL，它非常小，對負載瞬態的危害較小。圖3還展示了Silent Switcher 3系列的簡單遠程檢測連接。由于獨特的參考生成和反饋技術，只需將SET引腳電容(C1)的接地和OUTS引腳開爾文連接到所需的遠程反饋點。這種連接不需要電平轉換電路。圖4顯示了1 A負載瞬態響應波形，恢復時間小于5 μs，輸出電壓紋波小于1 mV。

圖3.LT8625SP的典型應用電路，動態/靜態射頻負載合并

圖4.饋通電容可提升瞬態響應，同時保持最小輸出電壓紋波

預充電信號驅動Silent Switcher 3系列以實現快速瞬態響應

在某些情況下，信號處理單元功能強大，具有足夠的GPIO，并且信號處理安排得當，因為可以提前知道瞬態事件。這通常發生在一些FPGA電源設計中，其中可以生成預充電信號以幫助驅動電源瞬態響應。圖5顯示了一個典型應用電路，其使用FPGA生成的預充電信號在實際負載轉換發生之前提供偏置，以便LT8625SP有額外的時間來適應負載擾動，而不會出現太大的VOUT偏差和恢復時間。由于預充電信號對反饋造成干擾，因此省略了從FPGA的GPIO到逆變器輸入的調諧電路。電平控制為35 mV。此外，為了避免預充電信號對穩態的影響，在預充電信號和OUTS之間設置了一個高通濾波器。圖6顯示了1.7 A至4.2 A負載瞬態響應波形。預充電信號在實際負載瞬態之前施加到反饋(OUTS)，而恢復時間小于5 μs。

圖 5. T8625SP 將預充電信號饋入 OUTS 引腳以實現快速瞬態響應

圖6.預充電信號和負載瞬態同時影響LT8625SP，實現快速恢復時間

電路主動降壓以實現超快速恢復瞬態

在波束形成器應用中，電源電壓為適應不同的功率水平時刻變化。因此，對電源電壓的精度要求通常為5%至10%的區間。在此應用中，穩定性比電壓精度更重要，因為在負載瞬態期間最小化恢復時間將最大限度地提高數據處理效率。降壓電路非常適合此應用，因為下降電壓可減少甚至消除恢復時間。如圖7所示LT8627SP的主動降壓電路的原理圖。在誤差放大器的負輸入端(OUTS)和輸出端(VC)之間添加了一個額外的降壓電阻，以在瞬態期間保持反饋控制環路中的穩態誤差。下降電壓可表示為：

圖7.LT8627SP的OUTS和VC之間放置一個主動降壓電阻，以實現快速瞬態恢復時間

ΔVOUT是負載瞬態引起的初始電壓變化，ΔIOUT是負載瞬態電流，g是用于切換電流增益的VC引腳。設計圖7所示的降壓電路時，需要特別考慮以下幾點：

● 下降電流不應超過VC引腳電流限值。對于LT8627SP的誤差放大器輸出，最好將電流限制在200μA以下以避免飽和，這可以通過改變R7和R8的值來實現。

● 下降電壓需要適應輸出電容，以便瞬態期間的電壓偏差與下降電壓大致接近，從而在瞬態期間實現最短恢復時間。

圖8顯示了上述電路在1 A至16 A至1 A負載瞬態期間的典型波形。值得注意的是，現在16 A至1 A負載瞬態速度不再受帶寬限制，但受穩壓器最短導通時間限制。

圖8.可以實現降壓瞬態響應，以最大限度地縮短LT8627SP的瞬態恢復時間

結論

由于高速信號處理的時間關鍵特性，無線射頻領域變得越來越依賴計算，并且對瞬態響應時間敏感。系統設計工程師面臨的挑戰是提高電源瞬態響應速度，以使消隱時間最小化。Silent Switcher 3系列是新一代單片穩壓器，針對無線、工業、防務和醫療健康領域的噪聲敏感、強動態負載瞬態解決方案進行了優化。根據負載條件，可以應用特殊技術和電路來進一步改善瞬態響應。

審核編輯：湯梓紅