作者：Martin Rowe — 2012 年 2 月 6 日

在本系列第 1 部分《電路測試主要運算放大器參數》一文中，我們介紹了一些基本運算放大器測試，例如失調電壓 （VOS）、共模抑制比 （CMRR）、電源抑制比 （PSSR） 和放大器開環增益 （Aol）。本文我們將探討輸入偏置電流的兩種測試方法。選擇哪種方法要取決于偏置電流的量級。我們將介紹器件測試過程中需要考慮的各種誤差源。本系列的下篇文章將介紹一款可配置測試電路，其可幫助您完成本文所介紹的所有測量。

產品說明書通常為運算放大器的非反相輸入與反相輸入（iB+ 和 iB-）分別提供了一個偏置電流列表。這兩個輸入的區別就是輸入失調電流 IOS。在工作臺上，您可能會忍不住使用圖 1a 中的電路來測試正輸入偏置電流，因為該配置下的放大器很穩定，這種方式有效。

圖 1.使用圖 （a） 中的電路測量運算放大器非反相輸入端的輸入偏置電流。在圖 （b） 中增加一個環路放大器，可在針對反相輸入端進行測量時保持運算放大器的穩定性。圖 （c） 中的電路可測量任何輸入端的偏置電流。繼電器可決定電路配置。

可惜，在測量負輸入偏置電流時，沒有保持放大器穩定性的簡單方法。然而，可增加一個環路放大器保持被測試器件的穩定性，這樣可使用靜電計測量偏置電流，如圖 1b 中的電路所示。這個電路就是在第 1 部分中我們用來測試 VOS 的雙放大器測試環路，但有一個不同的連接。

我們將兩個放大器的輸入顛倒過來，以保持被測試器件的穩定性。雖然這種方法對工作臺測試很管用，但靜電計的速度太慢，不適合用于高速生產測試。我們在生產測試中使用的方法是 VOS 測試的修改方案。為了測試輸入偏置電流 （IB），我們為電路添加了繼電器和電阻器（或電容器）。請見圖 1c 中的電阻器 RB。

為了討論起見，我們使用雙運算放大器測試環路來描述該測試。不過，本技術同樣也適合第 1 部分中介紹的兩種測試環路。我們為圖 1c 中被測試器件的每個輸入都添加了一個繼電器和電阻器。

在繼電器 K2 和 K3 閉合時，我們可使用第 1 部分介紹的 VOS 測量技術測量和保存 VOUT 值。公式 1 根據 RIN、RF 和 VOS 定義了 VOUT。

公式 1

對公式 1 進行變換后，可得到用于計算 VOS 的公式 2。

公式 2

接下來，我們打開 K2，進行另一項測量，得到 VOUT（IB-）。測得的電壓由被測試器件的失調電壓以及流過電阻器 RB 的輸入偏置電流引起，可表示為公式 3。

公式 3

我們現在可求解 iB-，等式兩邊同時除以 （RIN+RF）/RIN，得到公式 4。

公式 4

公式 5

然后，在公式 4 兩邊同時減去被測試器件的失調電壓，得到公式 5。

最后，在公式 5 兩邊同時除以 RB，計算 IB- 的值。

圖 2.在測量小于幾百微微安的偏置電流時，應在電路中使用電容器，并使用萬用表測量一系列樣片。

可使用類似的方法測量 IB+。測量 IB- 時，關閉 K3，打開 K2。測量 IB+ 時，關閉 K2，打開 K3。由于我們已經測量出運算放大器的 VOS，因此接下來就只是數學計算了。結果很容易得出，而且只需一個良好的數字萬用表 （DMM） 即可。

注意，使用電阻器產生電壓差來測量 IB，只對低至幾百微微安的偏置電流有效。我們可針對更低的偏置電流使用另一項測量技術。

對于小于幾百微微安的 IB 值，我們使用電容器來替換 RB 電阻器。一旦短路繼電器被打開，偏置電流就會使環路以 IC = C（dV/dt） * 環路增益的速度結合。您可通過在已知時間間隔內進行測量來計算偏置電流。這種方法可測量小于 1pA 的偏置電流。

PCB 布局對于這些真正的低 IB 電流來說非常重要。要注意減少雜散電容，因為雜散電容可能會消耗一些 IB 電流。PCB 上被測試器件輸入引腳的泄漏也會導致誤差，因此應在輸入引腳周圍創建保護環，并將保護環連接至接地。這將減少來自高電壓節點的任何泄漏。從拓撲角度來看，應該采用溫度穩定的低泄漏電容器替換圖 1c 中的 RB 電阻器。

采用電容方法需要良好的時鐘。這是因為輸入偏置電流測量不僅需要打開各種電容器（連接在被測試器件的輸入端）間的繼電器，而且還要測量已知間隔的電壓變化。我們可通過在精確確定的時間周期內測得的環路輸出電壓變化來計算輸入偏置電流。

當電容器的繼電器在 t0 位置打開，輸出便開始根據偏置電流的極性以正方向或負方向結合（圖 2）。編程的延遲可讓電路穩定下來。然后，在 t1 位置，DMM 按已知的采樣率進行采樣。接下來在 t2 位置，會有另一個延遲。最后，在 t3 位置，DMM 會提取更多樣片。

保持采樣測量時間不變，這樣就能知道 dt 的值。獲得第二組樣片測量的平均值，并減去第一組樣片測量平均值，便可得到 dV 值或者 dt 時間內的電壓變化。我們可通過電容器來計算電流，如：

方程式 7

方程式 8

然后，通過以下方程式計算偏置電流：

典型的誤差源

如果不討論測量過程中會遇到的誤差源，那么對 VOS 測量的討論就不完整。明顯的誤差是那些由 DMM 分辨率以及所選組件（尤其是電阻器）值（噪聲和容差）引起的誤差。更細微的誤差可分為以下三個類型：

A. 熱生成電動勢 （emf），由繼電器接觸引起

焊接點

板間引腳連接

自動測試處理器的接觸點與插槽

B.下列因素產生的漏電流：

電源

繼電器控制和電源線跡

PCB 材料的屬性

C. 噪聲

環境

測試儀

組件

被測試器件本身

這里討論的所有被測試器件配置中的典型誤差源均為熱生成電動勢和漏電流。漏電流主要影響偏置電流測量，而熱生成電動勢則可影響所有低級失調電壓測量。最大程度減少這些影響是確保系統功能和測量準確度的必要條件。

漏電流由表面污染以及經過組件或在 PCB 材料中的電阻式路徑導致。表面污染通常可通過徹底清潔電路板來控制，但濕度可能會改變表面漏電流。其它電阻式路徑可由材料的隔離電阻設置。在電阻式路徑連接電源線或繼電器控制型電源線時，也可能會出現漏電流。使用保護環以及支持高電平有效驅動器的閉鎖繼電器，可緩解一部分這類漏電路徑影響。

熱電動勢可在繼電器接觸、焊點、板間引腳連接點以及其它所有測試處理器接觸點和插槽中產生。例如，考慮圖 1c 中的雙放大器 VOS 測量電路。漏電流不會明顯影響該測量。但該電路無法體現多種熱電動勢來源。

圖 3 是熱電動勢誤差源，標記為 VT。在室溫下測量時，梯度漸變無異常。但在寒冷或炎熱的環境下進行測試時，從被測試器件到電阻器和繼電器的熱梯度漸變會很明顯。

本系列的第 3 部分將討論測試板的設計注意事項。

其它文獻

Dostal， Jiri，《熱電電壓》，摘自運算放大器第 2 版第 9.3.1 節。Butterworth-Heinermann，1993 年第 266 頁。

David R. Baum 是德州儀器 （TI） 的一名模擬 IC 設計工程師，負責開發用于 LCD 和 AMOLED 電視的產品設計。David 擁有超過 27 年的豐富模擬設計經驗和至少 7 項專利。他畢業于位于亞利桑那州圖森市的亞利桑那大學，以優異的成績獲得電子工程學士學位、MBA 以及德國文學碩士學位。郵件地址：ti_davidbaum@list.ti.com。

Daryl Hiser 是 TI 高精度運算放大器產品部的高級測試工程師，負責制定和執行新產品的測試與特性描述方案，擁有兩項專利。他畢業于位于亞利桑那州 Flagstaff 市的北亞利桑那大學，獲動物學理學學士學位。郵件地址：ti_darylhiser@list.ti.com。

原文鏈接：

http://www.edn.com/electronics-news/4389470/The-basics-of-testing-op-amps-part-2-br--Test-op-amps-for-input-bias-current

編輯：jq