編者按：

模數轉換器 （ADC） 將模擬世界連接到數字世界，因此是連接到現實世界的任何電子系統的基本部件。它們也是決定系統性能的關鍵因素之一。本文將說明三角積分ADC如何能夠生成超低噪聲結果。

三角積分 （Δ?） 集成電路拓撲仍在模數轉換器 （ADC） 中廣泛使用，為過程控制、精密溫度測量和稱重儀應用提供高分辨率、高集成度和低功耗的解決方案。

關于這種轉換器有一個令人費解的事實，它從1位轉換開始，理論信噪比 （SNR） 為7.78dB，相當于5V系統中存在2V （VRMS） 噪聲。在此基礎之上，該ADC可發展為真正的24位三角積分轉換器，提供146dB的理論SNR，相當于5V系統中存在244nV的RMS噪聲。

分辨率能夠從1位躍升至24位，主要依賴過采樣算法、噪聲整形調制器和數字濾波器來降低量化噪聲并提高SNR。通過改用放大器輸入級饋入12位或16位逐次逼近寄存器（SAR） ADC，這種方法可以規避Δ?轉換器的復雜性及其相關的噪聲。此設計路徑行之有效，但需要在印刷電路板上使用更多的集成電路并增加BOM成本。

有一種更好的方法可以解決噪聲問題：利用超低噪聲Δ? ADC，該問題可以迎刃而解。

本文將簡要討論低噪聲目標應用以及如何在內部設計Δ? ADC來滿足這一要求。然后介紹Texas Instruments的兩款Δ? ADC，其中一款強調24位精度，另一款強調32位精度，同時還將說明如何利用這兩款產品中強大的數字濾波功能。

Δ? ADC的適用場景

從模擬的角度來看，工程師在測量溫度、壓力、測壓元件和光學傳感器的輸出時，需要不同的精度。從根本上講，放大器增強了設計人員量化這類較小模擬量（多數情況下接近于 DC）的能力。漸進式數字化帶來了視角和功能上的變化，同時增強了存儲和修改傳感器信號的能力。

為實現數字捕獲，典型的傳感器信號路徑始于傳感器，經過增益、多路復用和濾波器級，然后到達ADC（圖1a）。

圖1a中的轉換器是一個SAR ADC，可以執行12位到18位轉換，并且能以高達10兆次采樣/秒 （MSPS） 的轉換速率運行。16位轉換器可提供216，即65，536個段。在5V系統中，最低有效位（LSB） 為5V/216298，即76.3μV，理論SNR等于98dB。通過在SAR轉換器之前執行模擬增益，可以實現更高的精細度。

Δ?信號鏈（圖1b）利用單個轉換器提高了信號鏈的分辨率，同時也降低了BOM成本。Δ? ADC可提供16位到32位轉換。在此信號鏈中，24位Δ? ADC可提供224，即16，777，216個段。因此，在5V系統中，LSB為5V/224，即298nV，理論SNR等于146dB。此分辨率水平為轉換器提供了更加接近傳感器能力的精細度。

由于內部數字濾波器需要時間來實現濾波計算，因此24位Δ? ADC的速度較慢。該轉換器的典型輸出數據速率范圍為幾赫茲至1MSPS。請注意，模擬濾波器現在采用的是便宜的一階電阻電容 （RC） 濾波器，而不是復雜的三重運算放大器五階模擬濾波器。

這兩種方法的噪聲之間區別很明顯：Δ? ADC的低噪聲性能優于SARADC（表1）。

* 備注：SNR = 6.02N + 1.76，其中N是位數

在溫度、壓力和測壓元件這類傳感器解決方案中，若不太注重速度規格，但精度至關重要，那么Δ? ADC可提供出色的解決方案。該ADC可通過使用數字而不是模擬降噪技術，實現低至上述小電壓值的轉換。

Δ? ADC的內部構造

Δ? ADC的內部80%為數字構造。通常，轉換器接收輸入信號，并立即將該模擬信號轉換為數字信號。然后，轉換器將該數字信號與后續的調制器轉換合并到一個數字濾波器級，在該濾波器級中，累加的1位信號變為多位。接下來，轉換器通過數字輸出級，以串行方式將最終的多位轉換發送到等待的微控制器。

模擬信號首先通過外部的一階抗混疊濾波器 （AAF）。然后，噪聲整形 （NS）調制器獲取模擬信號，并以轉換器的時鐘速率生成1位信號流進入數字濾波器（圖2）。

圖2：典型Δ?使模擬信號通過一階AAF，使用NS調制器生成1位信號流，然后在連接到微控制器的數字輸出端產生一個多位結果。（圖片來源：CMOS:Mixed-Signal Circuit Design，2nd Edition，J. Baker，ISBN 978-0-470-29026-2）

數字濾波器按時鐘輸入1位信號流中的多個代碼，并在數字濾波器中創建完整的多位結果。這些多位結果將通過數字輸出進行串行傳輸。

Δ?調制器

積分器/反饋回路的數量決定了Δ?調制器的階數。一階Δ? ADC調制器只有一個積分器和反饋環路（圖3）。

圖3：一階調制器具有一個模擬積分器以及1位ADC和反饋回路中的DAC。VQe（z） 是量化ADC噪聲。（圖片來源：CMOS： Mixed-SignalCircuit Design，2nd Edition，J.Baker，ISBN 978-0-470-29026-2）

在圖3中，模擬信號 （VIN（z）） 進入調制器的Delta（Δ） 部分。然后，模擬信號經過積分器級或Sigma （?） 級到達一個1位ADC（根據圖2，采樣率為fS），該ADC可以是比較器。現在，這一經過時鐘數字化處理的信號反饋到1位數模轉換器 （DAC），同時繼續前往Δ級的VOUT（z）。1位DAC提供了一個需要從模擬輸入信號VIN（z） 中扣減的模擬電壓。該一階調制器的傳遞函數為：

公式1

由于存在積分器和反饋回路，調制器在本身的數字輸出數據流上實現了噪聲整形算法（圖4）。

圖4：在位于Δ?調制器輸出端的噪聲整形函數中，噪聲傳遞函數 （NTF） 等于1-z-1，其中0.5歸一化頻率等于FS/2。（圖片來源：Understanding Delta-Sigma Data Converters， Schreier，Temes，ISBN 0-471-46585-2）

在圖4中，噪聲整形特性是降低轉換1位量化噪聲的第一步。隨著噪聲成功推至更高頻率，由一個低通數字濾波器完成了降噪過程。

高階調制器包含更多積分器和反饋回路。例如，三階調制器具有三個積分器和三個反饋回路。噪聲整形函數通過降低DC附近的噪聲并增加整形噪聲，隨調制器階數的變化而變化。

高階調制器以增加硅硬件、降低穩定性和信號范圍為代價，提供了更高的性能。

Δ?數字濾波器

Δ? ADC在運行時采用了過采樣 （OS）。過采樣是調制器采樣率 （FS） 與ADC輸出數據速率 （FD） 之比，如公式2所示：

公式2

過采樣通過使用低通數字濾波器，以數字方式限制經過噪聲整形的數據的帶寬，來改善Δ? ADC的噪聲。

在Δ? ADC中，兩個常用的數字濾波器是sin（pf）/pf（sinc） 和線性相位有限沖激響應 （FIR） 濾波器。在TexasInstruments的ADS1235 24位Δ? ADC、ADS1262和ADS1263 32位Δ? ADC（其中ADS1263集成了一個適用于背景測量的24位輔助Δ? ADC）中，數字濾波器實現提供了以下選擇：專門使用sinc濾波器，或使用sinc濾波器后跟FIR濾波器的組合（圖5）。

圖5：ADS1235 24位Δ? ADC可以專門使用sinc濾波器，或使用sinc濾波器后跟FIR濾波器的組合。（圖片來源：TexasInstruments）

在圖5中，sinc（表示“Sinc”）濾波器是低通數字濾波器。sinc 濾波器的輸出 （w（n）） 可使用公式3計算：

公式3

z域傳遞函數為：

公式4

頻率響應為：

公式5

在圖5中，SincN等同于串聯N個相同的sinc濾波器。sinc濾波器的幅度與頻率響應圖形具有梳狀外觀（圖6）。

圖6：在每秒2400次采樣 （SPS） 的ADS1262/63中，多個sinc數字濾波器產生了梳狀頻率響應；其中sinc2等效于串聯兩個相同的sinc濾波器，sinc3等效于串聯三個相同的sinc濾波器，依此類推。（圖片來源：Texas Instruments）

在圖6中，峰值和零點是sinc濾波器響應的特征。頻率響應零點出現在f（Hz） = N ·FD，其中N = 1， 2， 3， 。..。在零頻率處，濾波器的增益為零。

sinc濾波器（串聯）會增加衰減，導致延時增加。例如，如果在外部時鐘速率為7.3728MHz的特定sinc濾波器計算中，產生的輸出數據速率為14400SPS，則第二個sinc濾波器的輸出數據速率為7200SPS。

低通FIR濾波器是基于系數的濾波器。該濾波器具有50Hz和60Hz的同時衰減功能，以及2.5SPS至20SPS數據速率下的諧波功能。FIR濾波器數據速率的轉換延時相當于一個周期。FIR濾波器從sinc濾波器接收經過預濾波的數據，并對數據進行抽取，以產生10SPS的輸出數據速率（圖7）。

圖7：在ADS1262/63中，FIR濾波器可衰減50Hz和60Hz信號以降低線路頻率干擾，并提供一系列靠近這些頻率的響應零點。零點在50Hz和60Hz諧波處重復出現。（圖片來源：Texas Instruments）

FIR濾波器會衰減50Hz和60Hz信號以降低線路頻率干擾，并提供一系列靠近這些頻率的響應零點。響應零點在50Hz和60Hz諧波處重復出現。

精密的低噪聲Δ? ADC

先前提到的Texas Instruments的ADS1235差分輸入24位轉換器是低噪聲Δ? ADC的極好例子。

ADS1235是一款精密的7200SPS Δ? ADC，具有三個差分或五個單端輸入，以及一個集成式可編程增益放大器 （PGA），其增益包括1、64和128。該器件還包括診斷功能，例如PGA超量程和參考監視器。該ADC為包括稱重儀、應變片和電阻式壓力傳感器在內的高精度設備提供了高精度、零漂移的轉換數據（圖8）。

圖8：具有六通道模擬輸入和GPIO輸入多路復用器的ADS123524位Δ? ADC方框圖。（圖片來源：Texas Instruments）

對于ADS1235，影響噪聲性能的重要因素包括數據速率、PGA增益和斬波模式。數據速率較慢會在數字濾波器中引入轉折頻率，從而降低噪聲。此外，由于在斬波模式下執行的兩點數據平均化，與正常操作相比，噪聲降低了√2倍。

在低頻、2.5SPS數據速率和1V/V PGA增益條件下，5V系統中的sinc3數字輸出的轉換器噪聲為0.15mVRMS（0.3mV峰峰值 （PP）），有效分辨率為24位，無噪聲分辨率為24位。該器件的理論和實際SNR均為146dB。事實上，在這些條件下，穩定的四階調制器和sinc1至sinc4濾波器均可產生24位有效分辨率，以及24位無噪聲分辨率。

ADS1235已針對2.5SPS數據速率實現了近乎完美的24位轉換。此系列中的下一代Δ? ADC是TexasInstruments的ADS1262/63。這些器件之間的主要區別在于ADS1262/63改善了低噪聲電路，并提供了擴展的32位輸出數據寄存器。

ADS1262/63具有改進的低噪聲CMOS PGA，其增益包括1、2、4、8、16和32。模擬前端（AFE） 非常靈活，包含兩個傳感器激勵電流源，非常適合直接RTD測量（圖9）。

圖9：具有十通道模擬輸入多路復用器的ADS1262和ADS126332位Δ? ADC方框圖。ADS1263具有第二個片上24位Δ? ADC。（圖片來源：Texas Instruments）

與ADS1235一樣，PGA增益、數據速率、數字濾波器模式和斬波模式是影響ADS1262/63噪聲性能的重要因素。ADS1262/63具有32位分辨率，真正展現了低噪聲深度功能。

首先，穩定的四階調制器和sinc1至sinc4濾波器都能實現32位有效分辨率以及24位無噪聲分辨率。通過配置低頻率、2.5SPS數據速率和1V/V PGA增益（已旁通），5V系統中的sinc3數字輸出的轉換器噪聲僅為0.08mVRMS（0.307mVPP）。該器件以26.9位超越了有效分辨率，以及25位無噪聲分辨率。對于此32位系統，理論SNR為387dB，實際SNR等于164dB。

24位和32位轉換器的噪聲之間區別非常明顯，其中32位Δ? ADC的低噪聲性能優于24位 Δ? ADC（表2）。

* 備注：SNR =6.02N + 1.76，其中N是位數

表2：滿量程輸入電壓5V的ADC RMS噪聲、峰值噪聲和SNR的比較結果。（數據來源：Digi-Key Electronics）

總結

Δ? ADC仍在不斷增加功能，持續提升低噪聲極限。本文介紹了如何將這種近乎數字化的低噪聲ADC直接對應到溫度、壓力和測壓元件應用中。在討論精密型24位Δ? ADC和32位Δ? ADC的具體細節的同時，概括了實現超精密特性的途徑。

責任編輯：haq