由于高增益峰值及其他各種原因，電流反饋（CFB）放大器可能變的不穩定，極端情況甚至進入振蕩狀態。放大器不穩定的原因有兩個，反饋電阻值過低以及引入對地的寄生輸入、輸出電容。小電容會導致放大器的頻率響應在高頻時達到峰值，同時高電容值會迫使器件進入自持振蕩，忽略任何輸入信號的激勵。

本文將介紹如何確保放大器穩定性的設計技巧，包括須知與禁忌，無需深入研究基本數學原理即可設計出穩定的放大器電路。

最大限度降低寄生電容對放大器穩定性影響的方法主要有三種：

良好的布線技術，以最大限度減少寄生電路板和探頭電容。

使用CFB放大器廠商規定的反饋和增益電阻值，保證提供足夠的相位裕度以承受較小的寄生電容。

利用補償技術，最大限度降低頻率響應峰值和脈沖響應過沖。

電路板布線技巧

優化電路性能，使CFB放大器效果達到最佳，需特別注意：電路板布線寄生、外部元件類型和電阻值。以下建議有助于優化電路性能（參考圖1和圖2）：

使用去耦電容對電源引腳進行低頻和高頻緩沖。對于高頻，并聯使用100nF和100pF電容，并將它們安置在距離電源引腳不到6mm的位置。對于低頻，使用6.8μF鉭電容，可距離放大器更遠，并允許在其它設備間共享。避免使用窄電源和接地走線，盡量減少走線電感，特別是電源引腳和去耦電容間的走線電感。

由于放大器的輸出和反相輸入引腳對寄生電容最敏感，因此將輸出電阻RS（如需要）靠近輸出引腳處，反饋和增益電阻（RF和RG）靠近反相輸入，將各自引腳與所有走線電容隔離。

在非反相輸入處增加RIN和CIN占位符，以補償由反相輸入端的寄生電容（CPI）引起的增益峰值。

確定是否需要輸出隔離電阻。低寄生電容負載（<5pF）通常不需要RS。此外，更高的寄生輸出電容可在沒有RS的情況下驅動，但需要更高的閉環增益設置。

保持輸入和輸出引腳周圍無接地層和無電源層的區域，盡量減輕交流接地相關電容的積聚。在電路板的其它地方，接地層和電源層應保持完好。

通過100Ω電阻將每個測試點連接到要測量的走線，并隔離探針電容示波器與信號走線。

圖1：具備寄生電容和補償元件RS、RIN及CIN的CFB放大器。

圖2：無接地窗口的雙層PCB推薦布線。

使用既定RF值

CFB放大器廠商通常指定多個RF值，每個RF值對應不同的增益設置。使用推薦的電阻值可確保最佳性能，而不會帶來（或造成很小幅度的）峰值增益或帶寬損失；偏離這些值則會改變放大器性能。圖3中顯示了在信號增益為2時使用不同RF值的情況，可見，當指定值RF=1.1kΩ時達到最佳性能。但當RF提高至1.5kΩ時，出現帶寬損失，而當RF降低到600Ω時，會產生增益峰值（圖4）。

因此，要獲得最佳性能，請遵循廠商建議的RF值。

圖3：使用數據表中指定的RF值可確保最佳性能。

圖4：偏離指定的RF值會導致增益達到峰值或降低帶寬。

補償寄生電容的影響

為區分輸入端（CPI）和輸出端（CPO）的寄生電容，可進行脈沖響應測試。CPI通常小于CPO，并會導致短暫信號過沖；而CPO通常會造成信號振鈴現象延長（圖5）。當然，若CPI> CPO，情況則會反轉；然而這種情況很少發生。

圖5：CPI引起的信號過沖與CPO導致的信號振鈴現象。

寄生輸入電容CPI

反相輸入端（CPI）的寄生電容通常較小（0.5至5pF），由布線雜散電容和表面貼裝電阻RG的固有分流電容組成。CPI、RF、RG共同在放大器反饋路徑中形成低通特性，在放大器傳遞函數VO/VI中轉換為高通特性。

這種高通特性可在非反相放大器輸入端用R-C低通濾波器進行補償。為此，非反相輸入端的輸入電容須與反相輸入端的寄生電容相匹配（CIN= CPI），且RIN值必須等于反饋和增益電阻的并聯值（RIN= RF||RG）。

圖6：通過RIN-CIN消除增益峰值。

圖7：通過RIN-CIN減少過沖。

圖6和圖7顯示了圖1中電路的頻率和脈沖響應。當放大器以G=2運行時，其中RF= RG為廠商規定的最佳性能電阻值。圖6和圖7中的其它觀察結果包括：

當CPI= 0時，黑色曲線所示的頻率和脈沖響應既未出現增益峰值也未出現過沖。對于10MHz的±100mV測試輸入，標稱增益為6dB，脈沖幅度為±200mV。

當CPI= 5pF時，紅色曲線所示的頻率和脈沖響應顯示增益峰值接近21dB，過沖為±1V。

在補償情況下（藍色曲線），當CIN= CPI= 5pF，且RIN= RF||RG= RF/2時，頻率和脈沖響應分別顯示增益峰值和過沖降低至0.5dB和±45mV。

寄生輸出電容CPO

放大器輸出端（CPO）寄生電容還包含布線雜散電容，但大部分通常來自較大的負載電容，例如瞬態抑制器和電流導引二極管的結電容、電纜電容，模數轉換器及其它放大器的輸入電容。因此，CPO的總值可低至20pF，也可能達到幾個100pF。

綜上所述，通常較小的寄生輸出電容對傳遞函數幾乎沒有影響，但較大的CPO值會導致高增益峰值，并且脈沖響應會延長振鈴。圖8和圖9顯示了輸出電容為20pF的影響，其增益峰值小于1dB，且僅出現低于30mV的小過沖。若需要補償CPO，則稍微提高RF、RG值即可。

圖8：利用較高RF值補償較小CPO值。

圖9：補償結果顯示幾乎無法區分的脈沖響應。

與此相反，補償較大的輸出電容十分必要。圖10和圖11顯示了在未進行補償的情況下，傳遞函數達到約15dB的增益峰值，且CPO為500pF時（紅色曲線）脈沖響應中的長時間信號振鈴。即使提高RF、RG電阻值，改善效果也十分有限（藍色曲線）。不過，安置串聯電阻（RS）可將放大器輸出與容性負載隔離（參見圖1電路）。在此模擬中，需要一個僅為3.9Ω的小RS值將增益峰降至0.5dB以下，同時將信號過沖從±400mV降低到±50mV。

圖10：高CPO值需要額外的隔離電阻RS。

圖11：通過RS補償顯著改善脈沖響應。

結論

本文中重點探討的設計以確保放大器的穩定性，總結如下：

應用良好的布線技術將寄生電容降至最低

使用6.8μF、100nF和100pF電容器為電源電壓提供低頻和高頻緩沖

在測試點和待測量走線間插入100Ω電阻，隔離探針電容與信號走線

使用數據表中指定的電阻值

進行初始脈沖響應測試，以區分寄生輸入和輸出電容

通過R-C低通濾波器補償非反相信號輸入端的寄生輸入電容

提高RF和RG值，補償較小寄生輸出電容

插入低值隔離電阻RS，補償較大的寄生輸出電容

參考資料

1.AN1306，如何規避軌到軌CMOS放大器的不穩定性，2007年9月

2. AN9663，從電壓反饋轉換為電流反饋放大器，2006年3月

3. AN9420，電流反饋放大器理論與應用，1995年4月

4. AN9787，一種了解電流反饋放大器的直觀方法，2004年10月

5. AN1106，實際電流反饋放大器設計參考，1998年3月

關于作者

Tom Kugelstadt是瑞薩電子（美國）公司首席應用工程師，為工業系統定義了新的高性能模擬產品。他擁有法蘭克福應用科學大學碩士學位，在模擬電路設計領域具備超過35年經驗。
編輯：hfy