作者：Akshat JAIN， Fabrizio DI FRANCO

近年來(lái)，諧振變換器的熱度越來(lái)越高，被廣泛用于計(jì)算機(jī)服務(wù)器、電信設(shè)備、燈具和消費(fèi)電子等各種應(yīng)用場(chǎng)景。諧振變換器可以很容易地實(shí)現(xiàn)高能效，其固有的較寬的軟開(kāi)關(guān)范圍很容易實(shí)現(xiàn)高頻開(kāi)關(guān)，這是一個(gè)關(guān)鍵的吸引人的特性。本文著重介紹一個(gè)以半橋LCC諧振變換數(shù)字控制和同步整流為特性的300W電源。

圖1所示的STEVAL-LLL009V1是一個(gè)數(shù)控300W電源。原邊組件包括PFC級(jí)和DC-DC功率級(jí)(半橋LCC諧振變換器)，副邊組件包括同步整流電路和STM32F334微控制器，其中STM32F334微控制器對(duì)DC-DC功率級(jí)(半橋LCC諧振變換器)和輸出同步整流進(jìn)行數(shù)字控制，而功率因數(shù)校正(PFC)級(jí)基于L6562ATD臨界模式PFC控制器。

評(píng)估套件的工作模式可以按照需要設(shè)為恒定電壓（CV）模式或恒定電流（CC）。 板載快速保護(hù)電路提供所有的必備的保護(hù)功能，并且具有很高的可靠性。在270-480V交流輸入和整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)，對(duì)評(píng)估套件進(jìn)行了性能測(cè)評(píng)，試驗(yàn)結(jié)果證明，電能質(zhì)量參數(shù)在IEC 61000-3-2通用交流電源諧波標(biāo)準(zhǔn)的可接受范圍內(nèi)。

前言

本文提出的解決方案采用數(shù)字變換控制方法，而不是基于模擬IC的標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)。數(shù)控方法的主要優(yōu)點(diǎn)是設(shè)置靈活，可以在任何給定條件下即時(shí)調(diào)整參數(shù)和工作點(diǎn)，無(wú)需更改任何硬件，而模擬控制只能在特定范圍內(nèi)調(diào)整。數(shù)字控制方法只用一顆芯片就能實(shí)現(xiàn)調(diào)光方法(模擬或數(shù)字)、調(diào)光控制(0-10V，無(wú)線通信)、調(diào)光分辨率、溫度監(jiān)控、各種保護(hù)、通信連接等高級(jí)功能，因而系統(tǒng)成本更劃算，實(shí)現(xiàn)起來(lái)也比模擬方法更容易。此外，在噪聲較高的工況下，數(shù)控方法可保證電源具有更高的穩(wěn)定性：數(shù)控電源不易受元器件公差、溫度變化、電壓漂移等因素的影響。

圖 1: STEVAL-LLL009V1 評(píng)估套件

系統(tǒng)概述

STEVAL-LLL009V1評(píng)估套件有恒定電壓（CV）和恒定電流（CC）兩種模式，恒壓模式（CV）可將270V-480V交流電輸入轉(zhuǎn)為48 V恒定電壓、最大電流6.25 A的直流電輸出；恒流模式(CC)可以輸出36V-48V的6.25 A直流電流。通過(guò)撥動(dòng)主電源板上的開(kāi)關(guān)SW1，可以將評(píng)估套件設(shè)為CV模式或CC模式。DC-DC功率級(jí)叫做原邊電源層，而微控制器級(jí)叫做副邊電源層，微控制器向電隔離半橋柵極驅(qū)動(dòng)器STGAP2DM發(fā)送控制信號(hào)，驅(qū)動(dòng)DC-DC功率級(jí)MOSFET開(kāi)關(guān)管。

圖2是STEVAL-LLL009V1評(píng)估套件的框圖，該評(píng)估套件嵌入了原副邊需要的拓?fù)潆娐泛驮骷?/p>

評(píng)估板提供一個(gè)0-10V的輸入，用于控制LED的亮度。僅當(dāng)評(píng)估套件在恒流(CC)模式下運(yùn)行時(shí)，調(diào)光控制0-10V輸入才適用。STEVAL-LLL009V1評(píng)估套件實(shí)現(xiàn)了模擬調(diào)光方法，電流分辨率為1％。

評(píng)估板上還插接了一個(gè)有隔離放大器的子板，用于檢測(cè)PFC的輸出電壓，該輸出電壓也是DC-DC功率級(jí)的輸入電壓。PFC級(jí)基于MDmesh

TM K5功率MOSFET；為實(shí)現(xiàn)高能效，LCC變換器的半橋采用MDmesh TM DK5功率MOSFET。副邊同步整流（SR）電路采用STripFETTM F7功率MOSFET，以減少通態(tài)損耗。

評(píng)估套件配備了完善的安全保護(hù)功能，例如，開(kāi)路保護(hù)、短路保護(hù)、諧振電流保護(hù)、DC-DC功率級(jí)輸入欠壓保護(hù)和過(guò)壓保護(hù)。

基于VIPer267KDTR的離線反激變換器向原副邊電路供電，包括控制板、柵極驅(qū)動(dòng)器IC和信號(hào)調(diào)理電路。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在寬輸入電壓和寬負(fù)載條件下，評(píng)估板取得了較高的電源能效，功率因數(shù)接近一，較低的THD％失真率，這歸功于意法半導(dǎo)體的功率器件的出色性能，以及使用STM32F334 32位微控制器實(shí)現(xiàn)的控制策略。

圖 2：STEVAL-LLL009V1 評(píng)估套件框圖

諧振變換器

DC-DC功率級(jí)將PFC輸出電壓變?yōu)樗璧妮敵鲭妷骸?DC-DC功率變換級(jí)有多種拓?fù)淇捎茫纾琇LC諧振變換器。每種拓?fù)涠加衅涓髯缘膬?yōu)缺點(diǎn)。充電器和LED照明之類的應(yīng)用可能要求電隔離的DC-DC功率級(jí)處理較寬的輸入或輸出電壓。 考慮到這些要求，在STEVAL-LLL009V1的DC-DC功率級(jí)中實(shí)現(xiàn)了半橋LCC諧振拓?fù)洌鐖D3所示。

圖 3：具有同步整流功能的半橋 LCC 諧振變換級(jí)

在STEVAL-LLL009V1中，并聯(lián)電容器Cp連接到變壓器的副邊，因此，同步整流的寄生電容和變壓器的漏感成為諧振回路的一部分。

PFC輸出電壓為大容量的Bulk電容器充電，以生成穩(wěn)定的DCBUS電流。半橋配置MOSFET開(kāi)關(guān)在GND和DC-BUS之間產(chǎn)生一個(gè)方波電壓波形， 并施加到由電容器Cr、電容器Cp（位

于副邊）、電感器Lr和隔離變壓器組成的LCC諧振回路。

以50％的PWM占空比和適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)時(shí)間驅(qū)動(dòng)LCC諧振變換器的半橋高壓MOSFET 開(kāi)關(guān)。因?yàn)榻普抑C振的儲(chǔ)能電流始終滯后于電壓波形（電感區(qū)域），所以MOSFET輸出電容在

下一次導(dǎo)通之前的死區(qū)時(shí)間內(nèi)有時(shí)間放電，并實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）操作，如圖4所示。PWM開(kāi)關(guān)頻率控制器用于調(diào)節(jié)諧振回路的電壓升高幅度，并將變換器的電壓保持在電感區(qū)域內(nèi)，使開(kāi)關(guān)管在整個(gè)工作范圍內(nèi)保持ZVS操作，并減少開(kāi)關(guān)損耗。

圖 4：在 100%負(fù)載時(shí) HB-LCC 級(jí)波形

表 1：LCC 與 LLC 諧振變換器對(duì)比

我們用基本諧波分析(FHA)法分析了評(píng)估套件半橋LCC諧振變換器的增益。

根據(jù)使用FHA方法得出的增益計(jì)算公式以及為STEVALLLL009V1評(píng)估套件半橋LCC諧振轉(zhuǎn)換器選擇的LCC參數(shù)，我們得出增益與歸一化頻率的關(guān)系曲線，如圖5所示。

圖 5：HB LCC 變換器-增益與歸一化頻率

同步整流(SR)

在圖3所示的變壓器副邊，輸入電壓波形由全橋配置的同步整流器整流，并由輸出電容器濾除干擾信號(hào)，使波形平滑。 同步整流級(jí)由STM32F334微控制器進(jìn)行數(shù)字控制。

驅(qū)動(dòng)同步整流MOSFET開(kāi)關(guān)管需要檢測(cè)同步整流(SR)端點(diǎn)電壓(VDS_SR1 和 VDS_SR2)。下面討論MOSFET VDS（漏源電壓）的檢測(cè)和控制算法。

漏源電壓檢測(cè)網(wǎng)絡(luò)由快速二極管和上拉電阻組成，上拉電阻連接微控制器（MCU）的電源電壓，如圖6所示。當(dāng)SRMOSFET漏極電壓高于MCU Vcc時(shí)，給二極管施加反向偏壓，檢測(cè)電壓上拉至Vcc。 當(dāng)漏極電壓低于Vcc時(shí)，給二極管施加正向偏壓，檢測(cè)電壓等于該電壓與正向?qū)ǖ亩O管的壓降之和。上拉電阻限制加正偏壓期間的電流。

圖 6：同步整流 VDS檢測(cè)方法

首先，同步整流MOSFET的體二極管開(kāi)始導(dǎo)通，VDS檢測(cè)電路測(cè)量到VDS漏源電壓值，如果漏源電壓(VDS)低于設(shè)定閾值(通過(guò)MCU DAC外設(shè)設(shè)置的Vthreshold_ON – OFF)，比較器輸出(下降沿)觸發(fā)MCU TIMER外設(shè)的不可重復(fù)觸發(fā)單脈沖模式，如圖7所示。MCU TIMER外設(shè)向相應(yīng)的同步整流柵極驅(qū)動(dòng)器發(fā)送最小持續(xù)時(shí)間是TON min的脈沖信號(hào)。

當(dāng)漏源電壓(VDS)高于設(shè)定閾值(通過(guò)MCU DAC外設(shè)設(shè)置的Vthreshold_ON – OFF)時(shí)，比較器輸出（上升沿）重置MCU TIMER外設(shè)，并停止向相應(yīng)的同步整流柵極驅(qū)動(dòng)器發(fā)送脈沖，如圖所示。 圖7。

MCU持續(xù)監(jiān)視DC-DC功率級(jí)（HB-LCC）頻率和輸出電流。如果頻率高于設(shè)置閾值及滯后值或者輸出電流低于設(shè)置閾值及滯后值，則微控制器(MCU)關(guān)閉同步整流級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)器，在此階段，MOSFET的體二極管進(jìn)行整流。當(dāng)頻率低于設(shè)置閾值及滯后值或者輸出電流高于設(shè)置閾值及滯后值時(shí)，則微控制器(MCU)開(kāi)啟同步整流級(jí)柵極驅(qū)動(dòng)器。

根據(jù)DC-DC功率級(jí)（HB-LCC）的工作頻率，可在MCU中的查找表中調(diào)整閾值(Vthreshold_ON – OFF)。

圖 7：同步整流數(shù)字控制算法

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

我們計(jì)算了STEVAL-LLL009V1在不同負(fù)載下的總能效、功率因數(shù)(PF)和總諧波失真(THD)。當(dāng)負(fù)載為100％時(shí)，能效高于93.5％。圖8、9、10和11分別描述了評(píng)估套件恒壓(CV)和恒

流(CC)模式的性能。

圖 8：恒壓配置：在不同負(fù)載下輸入電壓與能效的關(guān)系

圖 9：恒壓配置：在不同負(fù)載下輸入電壓與功率因數(shù)的關(guān)系

圖 10：恒壓配置：在不同負(fù)載下輸入電壓與總諧波失真的關(guān)系

圖 11：恒流配置：在不同 LED 壓降下輸入電壓與能效的關(guān)系

結(jié)論

本文提出的數(shù)控電源在恒壓（CV）和恒流（CC）兩種模式下都能提供300W的輸出功率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在寬輸入電壓和寬負(fù)載條件下，評(píng)估板取得了較高的電源能效，功率因數(shù)接近一， THD％失真率較低，這歸功于意法半導(dǎo)體的功率器件的出色性能，以及使用STM32F334 32位微控制器實(shí)現(xiàn)的控制策略。

編輯：hfy