DCM操作的特征在于，在下一個開關周期開始之前，轉換器的整流器電流降至零。在切換之前將電流減小到零將減少場效應晶體管（FET）的耗散并減少整流器損耗，并且通常還會降低變壓器的尺寸要求。

相比之下，CCM操作將在開關周期結束時保持整流器電流導通。CCM操作最適合中功率到高功率應用，但是如果您有可以使用DCM反激式的低功率應用。

圖1：這種簡化的反激式轉換器可以在DCM或CCM中運行。

圖1顯示了簡化的反激原理圖，該原理圖可以在DCM或CCM模式下運行。此外，電路可以根據時序在模式之間切換。為了保持本文將要評估的DCM模式下的運行，關鍵組件開關波形應具有圖2所示的特性。

當FET Q1在占空比周期D導通時開始工作。T1初級繞組中的電流始終從零開始，達到由初級繞組電感，輸入電壓和導通時間t1設定的峰值。在此FET導通期間，由于T1的次級繞組極性，二極管D1被反向偏置，迫使所有輸出電流在時間段t1和t3期間由輸出電容器COUT提供。

當在1-D期間Q1關斷時，T1的次級電壓極性反轉，這使D1可以將電流傳導至負載并為COUT充電。在時間t2內，D1中的電流從其峰值線性減小到零。一旦T1的存儲能量耗盡，在t3的剩余時間段內僅會發生殘留振鈴。這種振鈴主要是由于T1的勵磁電感以及Q1，D1和T1的寄生電容引起的。在t3期間Q1的漏極電壓中很容易看到這一點，該漏極電壓從VIN加反射的輸出電壓降回VIN，因為一旦電流停止流動，T1就無法支持電壓。（注：在t3時沒有足夠的死區時間，可能會發生CCM操作。）CIN和COUT中的電流與Q1和D1中的電流相同，但是沒有DC偏移。

圖2中的陰影區域A和B突出顯示了t1和t2期間變壓器的伏微秒乘積，必須保持平衡以防止飽和。區域“ A”代表（Vin / Nps）×t1，而“ B”代表（Vout + Vd）×t2，均參考次級側。Np / Ns是變壓器的初級與次級匝數比。

圖2 DCM反激式的關鍵電壓和電流開關波形包括設計人員必須指定的幾個關鍵參數。

表1詳細列出了相對于CCM的DCM操作特性。DCM的一個關鍵屬性是，較低的初級電感會降低占空比，而與變壓器的匝數比無關。此屬性使您可以限制設計的最大占空比。如果您嘗試使用特定的控制器或保持在特定的開啟或關閉時間限制內，那么這可能很重要。較低的電感，這需要較低的平均能量存儲（盡管具有較高的峰值FET電流），通常還會導致允許使用比CCM設計所需的變壓器更小的變壓器。

DCM的另一個優點是，該設計消除了標準整流器中的D1反向恢復損耗，因為在t2結束時電流為零。反向恢復損耗通常表現為Q1功耗的增加，因此消除反向損耗可以減小開關晶體管上的應力。在更高的輸出電壓下，這樣做的好處變得越來越重要，其中，隨著額定電壓更高的二極管，整流器的反向恢復時間會增加。

表1 DCM反激設計相對于CCM設計既有優點也有缺點。

開發人員在開始設計時將需要了解幾個關鍵參數，以及基本的電氣規范。首先選擇開關頻率（fsw），最大期望工作占空比（Dmax）和估計的目標效率。然后，公式1在時間t1上計算為：

接下來，使用等式2估算變壓器的峰值初級電流Ipk。對于等式2中的FET的導通電壓（Vds_on）和電流檢測電阻器電壓（VRS），假定適合您設計的小壓降，例如0.5 V。您可以稍后更新這些電壓降。

公式3根據圖2中的面積A和B計算出所需的變壓器匝數比Np / Ns：

其中，x是t3所需的最小空閑時間（從x = 0.2開始）。

如果要更改Np / Ns，請調整Dmax并再次進行迭代。

接下來，使用公式4和5計算Q1（Vds_max）和D1（VPIV_max）的最大“平頂”電壓：

由于這些元件通常會因變壓器漏感而產生振鈴，因此，經驗法則是期望實際值比公式4和5預測的值高10-30％。如果Vds_max高于預期，則減小Dmax將降低它，但是VPIV_max將增加。確定哪個組件電壓更為關鍵，并在必要時再次進行迭代。

使用公式6計算t1_max，該值應近似于公式1：

使用公式7計算所需的最大初級電感：

如果選擇的電感比公式7所示的電感小，則可通過進行必要的迭代來增大x并減小Dmax，直到Np / Ns和Lpri_max等于所需值。

您現在可以在公式8中計算Dmax：

并分別使用公式9和10計算最大Ipk及其最大均方根（RMS）值：

根據所選控制器的電流檢測輸入最小電流限制閾值Vcs計算允許的最大電流檢測電阻值（公式11）：

使用公式9和RS中為Ipkmax計算的值來驗證公式2中的FET Vds和感測電阻器VRS的假定壓降是否接近；如果明顯不同，則再次進行迭代。

使用公式12和13從公式10計算RS的最大功耗和Q1的傳導損耗：

FET開關損耗通常在Vinmax處最高，因此最好使用公式14計算整個VIN范圍內的Q1開關損耗：

其中Qdrv是FET的總柵極電荷，Idrv是預期的峰值柵極驅動電流。

公式15和16通過FET的非線性Coss電容的充電和放電來計算總功率損耗。公式15中的被積應與0V與其實際工作Vds之間的實際FET的Coss數據手冊曲線緊密匹配。在高電壓應用中或使用Coss值較大的非常低的RDS（on）FET時，Coss損耗通常最大。

FET總損耗可通過將公式13，公式14和公式16的結果相加得出。

公式17表明，該設計中的二極管損耗將大大簡化。確保選擇一個額定用于次級峰值電流的二極管，該二極管通常比IOUT大得多。

通常選擇輸出電容作為公式18或19中的較大者，這些公式基于紋波電壓和等效串聯電阻（公式18）或負載瞬態響應（公式19）計算電容：

其中?IOUT是輸出負載電流的變化，?VOUT是允許的輸出電壓偏移，而fBW是轉換器的估計帶寬。

公式20計算輸出電容器RMS電流為：

公式21和22估算輸入電容器的參數為：

其中VOUT1和Ns1是穩定的輸出電壓。

變壓器初級RMS電流與公式10中的FET RMS電流相同；變壓器次級RMS電流如公式27所示。變壓器鐵芯必須能夠處理Ipk而不會飽和。您也應該考慮核心損失，但這超出了本文的范圍。

編輯：hfy