客戶在選中RT8471之后打電話給我，問我在設計上要注意什么問題。是啊，要注意什么呢？我的腦子迅速開始搜集信息：RT8471，峰峰值滯回式控制方式，Buck架構(gòu)，36V最高輸入電壓。客戶的負載是25V300mA，輸入電壓則可以任意設定。Buck架構(gòu)的輸入電壓一定要高于負載電壓，但是如果高得太多以至于接近最高輸入電壓界限，那就可能帶來安全問題；如果輸入電壓太低以至于接近輸出電壓，在遇到某些串電壓比較高的LED時，就有可能出現(xiàn)驅(qū)動電壓不足的情況，負載不能得到足夠的電流供應。折中以后，我建議的輸入電壓是在30V左右。

第二個要考慮的參數(shù)是電感量，這在滯回式控制電路中是一個非常重要的參數(shù)，因為最后電路的工作頻率就是由它決定的。

由上面的電路圖可以看到?jīng)Q定負載電流的電阻RS位于VIN和SENSE端子之間，流過電感L的電流也會同樣流過它。在IC內(nèi)部開關導通期間，電流經(jīng)路徑 VIN→RS→LED//C→L→內(nèi)部開關→GND→供電源→VIN流動，此期間電感電流線性增加。電流在RS上形成電壓，當IC內(nèi)部電路檢測到RS上的電壓高于閾值電壓15%時，內(nèi)部開關截止，電感電流和電源之間的回路被截斷。開關斷開以后，電感電流仍然需要繼續(xù)流動，電感上就會激發(fā)出與電流方向相反的電壓使二極管D導通，新的電流回路得以形成：VIN→RS→LED//C→L→D→VIN，但電感電流也因相反電壓的存在而下降。當IC內(nèi)部的電路檢測到RS上的電壓低于閾值電壓15%時，內(nèi)部開關將重新打開，新的周期又開始了。由于電感電流的峰值和谷值的中間值即為其平均值，所以電感電流的平均值是由RS的大小和其上的閾值電壓決定的。RS由用戶選定，閾值電壓則由規(guī)格書定義：

實際上，IC內(nèi)部不需要設定閾值電壓，它只需要設定峰值和谷值，閾值電壓就是這兩個值的平均值。看到這里，讀者需要注意的是，現(xiàn)實中有很多采用滯回式控制方式的IC是不會設定兩個峰值的，它們采用另外一種做法：只檢測電流峰值，在看到峰值以后將開關關閉，后面的事情自動進行，在等待一段固定的時間以后重啟開關導通過程即可。這樣做的好處是電路簡單，檢測電路可以不用見到高電壓，但壞處就是它不知道自動運行的結(jié)果會怎樣。

上述電路中有兩個電流回路，電流流過回路中除電源外的每一個元件時都會有電壓損失，只有最后落在電感上的電壓才會決定電流變化的速度。由變化速度加上變化量，這就可以導出時間：電流上升時間和下降時間，由此我們可以得到周期，再由周期的倒數(shù)給出最后的工作頻率。有了工作頻率，我們可以從規(guī)格書中得到計算電感量的公式：

要進行電感量計算，你不需要像我說的那樣去一項項的推導，你只需決定自己的工作頻率即可。上述公式中的各個項目的定義很容易理解，請在需要時自己查查規(guī)格書，我不在這里細說了。

要自己決定工作頻率，這是選擇滯回式控制架構(gòu)以后必須要做的工作。工作頻率太高，容易造成不易處理的射頻干擾問題，開關損耗造成的發(fā)熱問題也很難辦。工作頻率太低，必然造成電感量太大，體積、損耗也會相應增加，一樣也會造成熱問題。所以，最后的選擇一定是一個折中的結(jié)果，多少合適呢？我頭腦中冒出來的數(shù)據(jù)是400kHz~500kHz，這大概是一個比較好的選擇。

電感選擇還有兩個方面比較重要：第一，所選電感必須能承擔電路中可能流過的最大電流而不至于飽和，即使在最高工作溫度下也必須保證這一點。第二，考慮可能存在的磁場外泄問題。便宜的工字形電感抗飽和能力高，但其磁場直接從空氣中經(jīng)過，在某些場合可能是不適當?shù)倪x擇。

如果沒有輸出電容存在，流過LED的電流就和流過電感的電流一樣是個三角鋸齒波，像下圖中VADJ 處于高電壓期間的IOUT波形那樣。

變化的電流流過LED，LED的光輸出就是變化的。在電流較高期間，LED電壓增高，發(fā)光效率下降，這是一個不好的狀態(tài)。通過將電容和LED并聯(lián)可以將電壓平滑下來，流過LED的電流也相應得到平滑。RT8471的規(guī)格書沒有給出輸出電容的計算公式，但由于原理相同，我們可以將RT8477規(guī)格書中的計算公式拿來用：

變化頻率為f、紋波為ΔIL的電感電流流過容量為COUT 、等效串聯(lián)電阻為ESR的電容時形成的電壓紋波為ΔVOUT，此變化的電壓在LED上形成變化的電流，也就是LED的電流紋波，你需要在LED的規(guī)格書中查出與之對應的電流紋波的大小。但你的設計過程一定是與此相反的，所以你需要根據(jù)擬定的電流紋波規(guī)格逆向推導出所需電容的最后規(guī)格。如果不做這種推導，那就只能采用實驗方法來確定了。

續(xù)流二極管的選型就不能采用實驗法進行挑選了。電流通過能力還好辦，大多數(shù)二極管都可以承受超過其額定值很多倍的脈沖電流，短時間使用沒有問題，長期使用仍然要考慮到可靠性問題，所選器件應該具有完全的承受能力。但反向耐壓就不能靠實驗挑選了，你必須選擇耐壓能力超出電路中最高電壓的器件。續(xù)流二極管的類型自然應該是肖特基二極管，因為它的響應速度很快，可以快速導通和關斷，符合開關應用的需求。綜合下來，此項應用中的續(xù)流二極管應該是耐壓高于40V的0.5A以上的肖特基二極管。

RT8471共有三種封裝形式，它們在25℃環(huán)境溫度下、在標準測試板上的最大功率耗散能力和熱阻數(shù)據(jù)如下：

這些數(shù)據(jù)必須在設計中被尊重和利用，同時還要按照實際的使用環(huán)境溫度考慮降額使用問題，這在規(guī)格書的Thermal Considerations部分進行了說明：

但是實際工作條件下的IC功耗到底有多大呢？這可以被分為三個部分進行考慮：IC自身耗電形成的功耗，內(nèi)部開關的導通損耗和切換損耗。

關于IC的自身耗電，規(guī)格書給出了下述數(shù)據(jù)：

靜態(tài)情況下的耗電為450μA，以250kHz頻率工作時，耗電增加到1000μA，新增的550μA大多是因驅(qū)動內(nèi)部開關而造成，它是與工作頻率成比例的。由此可以推知，若以500kHz頻率工作，耗電還將增加550μA，最后的耗電是1550μA，由此形成的功耗為30Vx1.55mA=46.5mW。

輸入電壓為30V，負載電壓為25V，占空比為25/30=0.833……，流過開關的平均電流為300mA，規(guī)格書給出的開關導通電阻為0.35Ω，由此形成的導通損耗是(0.3^2)x0.35x25/30=0.02625W=26.25mW。

開關切換過程所形成的功耗和開關速度有關，這個數(shù)據(jù)是多少呢？要測量開關時間才能知道。我好不容易才找到一塊已經(jīng)做好的由RT8482和RT8470組成的MR16 LED驅(qū)動器板子，將板上的RT8470取下來，換上RT8471，終于取得下述測試波形：

利用示波器的測量功能測得RT8471內(nèi)部開關的關斷過程平均耗時19.02ns（對應LX波形的上升時間），導通過程平均耗時23.92ns（對應LX波形的下降時間）。

在內(nèi)部開關的導通過程中，開關電流從0上升到電感電流最小值 IL_min，開關上承受的電壓從高于輸入電壓VIN下降到接近0；在內(nèi)部開關的關斷過程中，開關電流從電感電流最大值 IL_max下降到0，開關上承受的電壓從接近0上升至高于輸入電壓VIN。為了簡化計算，我們假設電流在開關通斷過程中的變化是線性的，于是可以這樣來計算每一個工作周期里的開關過程所消耗的電能：
(23.92+19.02)x10^(-9)x(0.5x IL_min x0.5xVIN + 0.5xIL_max x 0.5 x VIN)
=42.94x10^(-9)x0.5x VIN x0.5(IL_min +IL_max )
=21.47x10^(-9)x VIN xIOUT 。
已設定工作頻率為500kHz，VIN=30V，IOUT =300mA，
故每秒鐘里的所有開關過程所消耗的電能也即功率為
21.47x10^(-9) x 30 x 0.3 x 500x10^3
=96.615x10^(-3)W

=96.615mW。

到此，我們可以求得RT8471在30V輸入下以500kHz頻率驅(qū)動300mA LED負載的功率損耗為46.5mW+26.25mW+96.615mW=169.365mW。

如果我們在前文述及的封裝降額使用圖上縱坐標為169.365mW的地方劃一條水平線與降額曲線相交，即可看到除了TSOT-23-5以外其它封裝都可在幾乎全工作溫度范圍內(nèi)承受這一功耗，這就知道我們要選擇什么封裝才是對的。

從上述的功耗計算過程和結(jié)果中，我們可以看到輸入電壓和工作頻率在功耗中的作用是最大的，導通損耗所占份額卻是很小。了解了這一點，我們在做設計的時候就有了降低IC功耗的方向。

對于熱，我們還需要考慮另外一個問題。當溫度升高以后，內(nèi)部開關的導通電阻會提高。通常的規(guī)律是：溫度每升高100℃，導通電阻升高30%~40%。為了驗證這一點，我在Infineon的網(wǎng)站上下載了一份規(guī)格書，其型號是IPG20N04S4L-08A，和立锜的很多產(chǎn)品一樣，這是一款符合汽車應用品質(zhì)要求的MOSFET，其中有一幅圖是關于溫度與導通電阻之間的對應關系：

從圖中可以看到，TJ=20℃時，RDS(on)=7.1mΩ；TJ=120℃時，RDS(on)=10.2mΩ。即TJ增加了100℃，RDS(on)增加了3.1mΩ，增加幅度為43.7%，可見上面說的30%~40%的幅度還是很保守的估計。

IC發(fā)熱以后，其內(nèi)核的溫度首先升高，也就是TJ提高了，相應地造成內(nèi)部開關的導通電阻提高，其發(fā)熱也將加劇，這是一個自循環(huán)的過程。幸好這個世界是不容許單點發(fā)熱的，所有的熱都會向外界擴散以求得最終的均衡，所以從IC的內(nèi)核到外界環(huán)境之間會形成一個溫度的梯度。熱的擴散過程越容易，則熱阻越低，溫度的梯度越小，最后的均衡越容易獲得。

我們在前面的功耗計算過程中沒有把溫度帶來的影響考慮進去，如果真的要將此變數(shù)加進去計算的話，那就變成了一個很復雜的過程了，為了避免這一麻煩，我們還是需要簡化一點，只要在實際的計算結(jié)果上加入一些裕量，就可將相關的因素包容進去而不至于造成什么大的問題。

除了內(nèi)部開關的導通電阻會受到溫度的影響以外，電感、電容、電阻和二極管也會同樣受到溫度的影響，負載LED也逃不出這一框框，工程師們在設計時都應該一并考慮到。

當設計好原理圖、選定所有的元器件以后，最重要的問題就是PCB設計了。關于此，規(guī)格書給出了參考指引：

這個圖是一個雙層板的設計，背面那一層全是地，所以就沒有必要顯示出來，它們和正面的連接通過導通孔實現(xiàn)。

實際的設計工作中，工程師們會遇到很多的限制，PCB的布局很難做成像上圖那樣，這時候可以堅持這些原則：無論有多難，請確保下圖中用紅線標識的兩個回路路徑短而粗，而其中最重要的部分恰好是兩個回路中沒有重合的部分。只要有可能，就應讓兩個回路盡可能重疊在一起，這樣可使電流切換帶來的磁場變化最小化，這對降低對外輻射的好處是大大的。降低對外輻射的另一個措施是讓LX節(jié)點占用面積最小化，這也需要在設計時特別注意。