提出一種利用雙偏振正交相移鍵控調制器的八倍頻微波光子信號生成方案，并進行了實驗驗證。通過適當設置兩個驅動信號間的相位差、調制器的工作點以及調制器輸出信號的偏振態，生成僅有 ±4 階邊帶的光信號。經實驗驗證，利用 3 GHz 本振信號作為驅動信號可以生成具有低相噪、頻譜純凈的24 GHz 微波信號。由于不使用電濾波器和光濾波器，本方案還具有良好的頻率可調諧性。

Abstract:photonic microwave signal generation scheme with frequency octupling is proposed and experimentally demon-strated using a dual-polarization quadrature phase shift keying modulator. By properly setting the phase difference between the two drive signals, the working points of the modulator, and the polarization state of the light wave after the modulator, an optical signal with only±4th order sidebands is generated. Apure24-GHz microwave signal with low-phase noise is experimentally obtained using a 3-GHz local oscillator signal. The proposed photonic frequency octuplingsy stem also exhibits good frequency tunability as no electrical or optical filter is used.

Key words: DP-QPSK modulator, frequency octupling, microwave generation, microwave photonics, phasenoise

1. 簡介

微波光子信號生成技術與傳統的電子頻率合成器相比具有超高帶寬和抗電磁干擾的優點，現已引起極大關注。目前，已經提出了許多微波光子信號生成方法，包括光注入鎖定 (OIL)、光鎖相環 (OPLL)、光電振蕩器 (OEO)、雙波長激光源和外調制技術[1]。在這些方法中，基于外調制的多倍頻微波本振信號生成技術具有相位噪聲低、頻率靈活可調并且易于實現的優勢，在高頻微波毫米波信號的生成技術方面存在很大的潛力。

1992年首次發表了基于Mach-Zehnder調制器 (MZM) 的微波光子二倍頻方案[2]。在接下來的二十年間，陸續有許多采用四倍頻[3] - [8]和六倍頻[6]，[9] - [11]的微波光子信號生成方案。采用較高倍頻因子，例如 八倍頻的微波光子信號生成方案可進一步降低對驅動信號頻率的要求。

2015年6月3日收到手稿；2015年7月1日修改；2015年7月 15日受理。2015年7月22日發布；當前版本日期：2015年 9月23日。這項工作部分得到空間創新基金TT&C通信支持，部分得到Grant B08038項下中國111項目支持，部分得到 Grant 9140C530202140C53011項下中國國家重點實驗室基金支持，部分得到Grant 61306061項下中國國家自然科學基金支持。

Y. Gao, A. Wen, W. Liu和S. Xiang參與西安電子科技大學綜合服務網絡國家重點實驗室工作，中國 西安710071 (e-mail: ysgao@stu.xidian.edu.cn; ajwen@xidian.edu.cn; lwy322@163.com; jxxsy@126.com)。

W. Jiang和D. Liang 參與中國空間技術研究院所屬空間微波科學技術國家重點實驗室工作，中國西安710100 (e-mail:tsingh504@163.com; ldcows@163.com)。

這篇文章中一個或多個配圖的顏色版本可經下述網址在線獲得：http://ieeexplore.ieee.org。

數字對象標識符 10.1109/LPT.2015.2459915

在[6]中，提出了一種基于兩個級聯MZM的八倍頻微波光子信號生成系統，其中兩個MZM的調制指數 (MI) 應精確控制在1.699以抑制光載波。在[12]和[13]中提出了兩個使用4 個相位調制器或雙并聯MZM (DPMZM) 的光學生成八倍頻方案，其中通過將4個相位調制器的MI精確設置在2.405或 5.52，將光載波抑制掉，這兩個方案對MI的嚴格要求很難實現。

[14]和[15]還提出了基于兩個級聯MZM或DPMZM的光學生成八倍頻方案。無需控制MI，這兩種方案利用高反射率光纖布拉格光柵 (FBG) 抑制光載波。然而，頻率可調諧性受到FBG 的固有帶寬限制。FBG的不穩定性也是一個問題。

在[16]中，提出并通過仿真實現了由4個MZM（8個相位調制器）并聯組成的光學生成八倍頻系統。有相等功率和特定相位差的4路射頻信號用來分別驅動這4個MZM。此方案結構很復雜，并且各MI太高在實驗中難以實現。 在實際應用中，非集成的4個并聯MZM不能用于生成八倍頻信號，因為它不能保證來自不同MZM的4路光信號的相干性。

在這篇文章中，提出了基于集成雙偏振正交相移鍵控 (DP-QPSK) 調制器的光學生成八倍頻系統。與[16]中的方案不同，在此方案中僅需兩路驅動信號，這將降低實現難度。通過實驗證明它是可行的，并且使用3 GHz本振 (LO) 信號生成了具有12.6 dB電雜散抑制比 (ESSR) 的24 GHz微波信號。由于沒有使用電或光濾波器，此方案展現出良好的頻率可調諧性。實驗結果還證明所生成的微波信號具有良好的相位噪聲性能，因為沒有從光學系統引入附加相位噪聲。

2. 原理

提出的八倍頻微波光子信號生成方案的示意圖如圖1所示。激光二極管 (LD)輸出的線性偏振光注入到DP-QPSK調制器中。

圖1：提出的八倍頻微波信號生成倍頻系統示意圖。LD：激光二極管； XI、XQ、YI和YQ：4 個子調制器；XM和YM：2 個主調制器；PBC：偏振合束器；PC：偏振控制器；PD：光電二極管；LO：本振信號。(a-f)：此系統中不同位置處的光譜。

集成的調制器被制備在LiNbO3襯底上，并且由兩個QPSK調制器和偏振合束器 (PBC) 組成。在此調制器中，輸入光載波被Y型分路器分為兩路，分別輸入到兩個平行的QPSK調制器（X-QPSK和Y-QPSK），兩個子MZM（X1和XQ）被嵌入到主調制器 (XM) 的每個臂中。類似，在Y-QPSK調制器中，兩個子MZM（YI和YQ）被嵌入在主調制器 (YM) 的每個臂中。從X-QPSK調制器和Y-QPSK調制器輸出的兩個光信號由 PBC形成偏振復用光。在調節偏振控制器 (PC) 后，光信號注入起偏器。

從LD輸出的光載波表示為Ein (t) = E0 exp ( jωct )，其中E0和ωc分別是光載波的振幅和角頻率。注入到兩個QPSK調制器的光信號可以表示為Ein (t)/ √2 。

角頻率為Ω的LO信號功分成兩路，并且兩條路徑之間的π/2 相位差由電移相器引入。 接著，兩路LO信號分別用于驅動 X-QPSK調制器中的XI和XQ。XI、XQ和主調制器XM都工作在最大傳輸點。假設此調制器有無限消光比 (ER) 并且沒有插入損耗，則在子調制器XI輸出端的光信號可表示為

式中 m 是 MI，Jn(·) 表示第一類 n 階貝塞爾函數。當 XI 工作在最大傳輸點時，奇數階光邊帶被抑制。

考慮到MI有限，忽略±6階和更高階邊帶，因此獲得含光載波、±2階和±4階邊帶的的光譜，如圖1所示。同理，子調制器XQ輸出的光信號可表示為

相應的光譜如圖1(b)所示。可以看到，來自XI和XQ的±2階邊帶輸出有 相位差，這是由兩路驅動信號的π/2相位差引起的。因為主調制器XM也偏置在最大傳輸點，±2階邊帶相互抵消。從 X-QPSK調制器輸出的光信號可寫為

僅剩下光載波和±4階邊帶，光譜如圖1(c)所示。

Y-QPSK調制器輸出的光載波未被調制。從Y-QPSK調制器輸出的光載波如圖1(d)所示，可表示為

式中μ ∈ (0,1]由Y-QPSK調制器中的兩個子調制器和主調制器的工作點決定。從X-QPSK和Y-QPSK調制器輸出的兩個光信號在PBC處經過偏振復用，則DP-QPSK調制器輸出的此偏振復用信號如圖1(e) 所示。通過調節PC，使起偏器的主軸與 PBC的其中一個主軸成α角，并且在兩個正交偏振光信號間引入相位差?。所以，起偏器輸出的光信號為

在PD將兩個邊帶拍頻后，生成角頻率為8Ω的微波信號。±4次光邊帶的相位是高度相干的，因為它們源自相同的激光器和LO信號，因此生成的 八 倍頻信號有較低的相位噪聲。值得注意的是最終得到的光邊帶幅度與cosα成正比例，當μ=1時，功率最大化。因此建議將Y-QPSK調制器的兩個子調制器和主調制器都設置在最大傳輸點以實現 μ=1。

3. 實驗結果及討論

所提議八倍頻微波光子信號生成方案的實驗系統按照圖1設置。從分布式反饋 (DFB) 激光器輸出波長約為552 nm、相對強度噪聲 (RIN) 低于-145 dB/Hz的線性偏振光，并將其注入到DP-QPSK調制器 (Fujitsu FTM7977)。DFB激光器和調制器的尾纖都是保偏光纖 (PMF)。調制器的半波電壓為 3.5V，ER在20 dB以上。此調制器輸出的光信號由PC控制，接著發送到起偏器。通過摻鉺光纖放大器 (EDFA) 功率放大后，光信號被PD (U2TMPDV1120RA) 進行光電探測。PD 的3 dB帶寬為35 GHz，響應度為0.6A/W。最后，用信號源分析儀 (羅德與施瓦茨FSUP26) 分析檢測到的電信號。

來自信號發生器（羅德與施瓦茨SMBV100A）的3 GHz正弦信號被功率放大并分為兩路。將移相器放置在兩條路徑中的一條中。接著，功率約為22dBm的兩路信號分別驅動X-QPSK調制器的兩個子調制器 (XI和XQ)。Y-QPSK調制器的射頻電極和直流電極都保持開路。在這種情況下，測量結果表明，Y-QPSK的兩個子調制器和主調制器都接近最大傳輸點。

首先，將X-QPSK調制器的3個偏置都設置在最大傳輸點， DP-QPSK調制器輸出的光信號的奇數階邊帶被抑制。接著，調節移相器在兩路驅動信號間引入π/2相位差，以便抑制±2階邊帶。最后，調諧PC以抑制偏振復用后的光載波信號。

在起偏器后得到的光信號光譜如圖2(a)所示，主要是±4階邊帶。圖2(b)顯示在PD進行光電探測后得到的電信號頻譜。可觀察到功率為-19 dBm的24 GHz信號，比其他諧波至少高 12.6 dB。

有幾個會降低ESSR的問題，包括驅動信號中的諧波，雙路驅動信號的功率不平衡和相位誤差，調制器的偏置漂移和 ER。在此實驗中,驅動信號頻譜非常純凈 (諧波抑制超過60 dB)，因此諧波對ESSR的影響可以忽略不計。雙路驅動信號的功率不平衡和相位誤差與±2階光邊帶的抑制有關。

圖2：(a)起偏器輸出光信號頻譜

(b) PD輸出電信號頻譜

圖3：仿真中ESSR隨ER的變化關系

通過正確選擇射頻連接線和精細調節移相器可避免此問題。如果需要，可以使用可調諧電子衰減器。但從圖2(a) 看到的，±2階邊帶被很好抑制。

偏置漂移會降低系統的長期穩定性。在實踐中，適合DP-QPSK調制器的商用調制器偏置控制器可解決這個問題。

在短期實驗中，圖2(a)中±1階和±3階邊帶殘余主要是由于調制器的有限ER造成的。采用VPItransmissionMaker軟件模擬以研究ER如何影響ESSR。作為ER函數的模擬ESSR曲線繪制在圖3中。可以看到，調制器的ER對所生成信號的純度有顯著影響。例如，要實現ESSR>30 dB，ER必須至少為 35 dB。

對所提出八倍頻微波光子信號生成系統的相位噪聲性能進行了評估。與驅動信號的相位噪聲相比，八倍頻信號的相位噪聲將至少惡化20 log (M) M=8≈18.1 dB，其中M表示倍頻因子[6]。此外，光學系統噪聲還會作為附加相位噪聲引入。在此實驗中對驅動信號和生成的 八倍頻信號的相位噪聲都進行了測量，測量結果如圖4所示。與驅動信號的相位噪聲相比，8倍頻信號的相位噪聲在10 Hz至100 KHz的頻率偏移處惡化約18 dB。此結果表明，來自光學生成八倍頻系統的殘余相位噪聲可以忽略。

為了證明所提方案的頻率可調諧性，在實驗中驅動信號的頻率依次被重置為3.5、4、4.5、5、5.5、6、6.5和7 GHz。

圖4：驅動信號和所生成八倍頻信號的相位噪聲

圖5：當驅動信號頻率為 (a) 3.5 GHz、(b) 4 GHz、(c) 4.5 GHz、(d) 5 GHz、(e) 5.5 GHz、(f) 6 GHz、(g) 6.5和(h) 7 GHz時，測量得到的光譜

由于 PD 和信號源分析儀的帶寬限制，僅測試了這些光譜。測試結果顯示在圖 5(a-h) 中，從中可觀察到兩個光邊帶頻率間隔分別為 28、32、36、40、44、48、52 和 56GHz 。這表明由于沒有使用光或電濾波器，所提出方案具有良好的頻率可調性。此方案的不足是使用了電移相器。

當改變驅動信號頻率時，應相應調整移相器。

4. 結論

提出了基于DP-QPSK調制器的八倍頻微波光子信號生成系統并進行了實驗驗證。使用3 GHz LO信號生成ESSR為12.6 dB的純凈的24 GHz信號。相位噪聲測量顯示，來自此光學系統的附加相位噪聲沒有被引入到所生成的八倍頻信號中。此外，由于沒有使用濾波器此方案展示出良好的頻率可調諧性。