對于轉換器和最終的系統而言

必須確保任意給定輸入上的噪聲不會影響性能。

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辣么，為了了解電源噪聲并滿足系統設計需求

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我們應當注意哪些方面呢？

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先選擇轉換器，然后選擇調節器、LDO、開關調節器等。并非所有調節器都適用。應當查看調節器數據手冊中的噪聲和紋波指標，以及開關頻率(如果使用開關調節器)。典型調節器在100 kHz帶寬內可能具有10 μV rms噪聲。假設該噪聲為白噪聲，則它在目標頻段內相當于31.6 nV rms/√Hz的噪聲密度。

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檢查轉換器的電源抑制指標，了解轉換器的性能何時會因為電源噪聲而下降。在第一奈奎斯特區fS/2，大多數 高速轉換器的PSRR典型值為60 dB (1 mV/V)。如果數據手冊 未給出該值，請按照前述方法進行測量，或者詢問廠家。

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使用一個2 V p-p滿量程輸入范圍、78 dB SNR和125 MSPS采樣速率的16位ADC，其噪底為11.26 nV rms。任何來源的噪聲都必須低于此值，以防其影響轉換器。在第一奈奎斯特區，轉換器噪聲將是89.02 μV rms (11.26 nV rms/√Hz) × √(125 MHz/2)。雖然調節器的噪聲(31.6 nv/√Hz)是轉換器的兩倍以上，但轉換器有60 dB的PSRR，它會將開關調節器的噪聲抑制到31.6 pV/√Hz (31.6 nV/√Hz × 1 mV/V)。這一噪聲比轉換器的噪底小得多，因此調節器的噪聲不會降低轉換器的性能。

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電源濾波、接地和布局同樣重要。在ADC電源引腳上增加0.1 μF電容可使噪聲低于前述計算值。請記住，某些電源引腳吸取的電流較多，或者比其他電源引腳更敏感。因此應當慎用去耦電容，但要注意某些電源引腳可能需要額外的去耦電容。在電源輸出端增加一個簡單的LC濾波器也有助 于降低噪聲。不過，當使用開關調節器時，級聯濾波器能將噪聲抑制到更低水平。需要記住的是，每增加一級增益就會每10倍頻程增加大約20 dB。

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需要注意的一點是，上述分析僅針對單個轉換器而言。如果系統涉及到多個轉換器或通道，噪聲分析將有所不同。例如，超聲系統采用許多ADC通道，這些通道以數字方式求和來提高動態范圍。基本而言，通道數量每增加一倍，轉換器/系統的噪底就會降低3 dB。對于上例，如果使用兩個轉換器，轉換器的噪底將變為一半(?3 dB)；如果 使用四個轉換器，噪底將變為?6 dB。之所以如此，是因為每個轉換器可以當作不相關的噪聲源來對待。不相關噪聲源彼此之間是獨立的，因此可以進行RSS(平方和的平方根)計算。最終，隨著通道數量增加，系統的噪底降低，系統將變得更敏感，對電源的設計約束條件也更嚴格。

要想消除應用中的所有電源噪聲是不可能的，因為任何系統都不可能完全不受電源噪聲的影響。因此，作為ADC的用戶，我們必須在電源設計和布局布線階段就做好積極應對。

下面是一些有用的提示，可幫助你最大程度地提高PCB對電源變化的抗擾度：

提示

對到達系統板的所有電源軌和總線電壓去耦。

記住：每增加一級增益就會每10倍頻程增加大約20 dB。

如果電源引線較長并為特定IC、器件和/或區域供電，則應再次去耦。

對高頻和低頻都要去耦。

去耦電容接地前的電源入口點常常使用串聯鐵氧體磁珠。對進入系統板的每個電源電壓都要這樣做，無論它是來自LDO還是來自開關調節器。

對于加入的電容，應使用緊密疊置的電源和接地層(間距≤4密爾)，從而使PCB設計本身具備高頻去耦能力。

同任何良好的電路板布局一樣，電源應遠離敏感的模擬電路，如ADC的前端級和時鐘電路等。

良好的電路分割至關重要，可以將一些元件放在PCB的背面以增強隔離。

注意接地返回路徑，特別是數字側，確保數字瞬變不會返回到電路板的模擬部分。某些情況下，分離接地層也可能有用。

將模擬和數字參考元件保持在各自的層面上。這一常規做法可增強對噪聲和耦合交互作用的隔離。

遵循IC制造商的建議。如果應用筆記或數據手冊沒有直接說明，則應研究評估板。這些都是非常好的起步工具。