氮化鎵場效應晶體管(GaN FET)相較于硅FET，開關速度更快，封裝更小，功率損耗更低。這些特性使得電源轉換器能夠在更高頻率下運行，從而既能減小整體解決方案尺寸，又能保持高效率。雖然DC/DC轉換器的基本設計保持不變，但GaN帶來了額外的設計和測試挑戰。其中一個較為關鍵的挑戰是對柵極電壓和時序進行精準控制。這種控制可能很有難度，原因在于開關時間可能超過了傳統控制器和測試設備的處理能力。幸運的是，GaN專用的控制器和測量技術能夠解決這些問題，并確保電源設計穩健可靠，同時不會增加額外的復雜性。

GaN性能和特性

圖1顯示了一個12 V降壓型轉換器，它基于LTC7891同步控制器，用于驅動100 V GaN FET。以500 kHz頻率運行時，在20 A負載和48 V輸入下，它可實現97%的效率。這比目前的100 V硅FET效率高出約2%，功率損耗減少40%。*硅方案要實現這種性能，必須將開關頻率降低一半以上，并且需要使用更大的電感，整體解決方案尺寸會加大。該器件屬于新型控制器系列，專門設計用于滿足GaN的柵極驅動和開關要求，無需額外的元件。ADI公司針對GaN優化的控制器產品系列還包括LTC7890（100 V雙通道降壓型控制器），以及LTC7893和LTC7892（分別為100 V升壓型和雙通道升壓型控制器）。

圖1. LTC7891降壓型轉換器原理圖

*LTC7891控制器提供4 V至5.5 V柵極驅動電壓，適合GaN和邏輯電平硅FET。LTC7897控制器提供5 V至10 V柵極驅動電壓，適合標準電平硅FET。

柵極電壓

硅FET的柵源電壓通常在4.5 V至10 V之間，絕對最大額定值為±20 V。相比之下，100 V GaN FET的柵源電壓可能規定為5 V，且為了確保器件的長期可靠性，其電壓范圍被限制在+6 V至-4 V之間。為了滿足這些GaN指標，柵極電源必須保持高度穩定，并且有極小的高頻過沖或下沖。雖然精密5 V電源對低邊FET而言已足夠，但要限制高邊FET的柵源電壓，必須使用額外的電路或GaN專用控制器。

柵極驅動器電源

在圖2中，Bootstrap電容和二極管（CBOOT和DBOOT）實現了傳統的高邊柵極驅動電源。當高邊(TOP)開關關斷時，受電感電流或低邊(BOT)開關導通的影響，開關節點變為低電平。當兩個開關均關斷時，硅FET的體二極管將開關節點的電壓限制在地電位以下約1 V。相比之下，GaN FET能夠反向導通，其特性類似于2 V至3 V體二極管。使用Bootstrap二極管時，負開關電壓會加到Bootstrap電容的電壓上，從而增加高邊FET的柵源電壓。或者，可使用智能開關來防止驅動器過充，從而無需額外的箝位二極管。此有源開關在BOT柵極導通后導通，產生一個不依賴于體二極管壓降的穩定高邊柵極驅動電壓。在死區時間較長的情況下，這些控制器能夠承受開關節點上的負尖峰。在建立穩定的高邊驅動器電源后，下一步是準確測量高邊FET的柵源電壓。

圖3. 采用隔離探頭測量的導通波形

柵極測量

圖3顯示了基于GaN的降壓型轉換器的柵極和開關波形。在沒有串聯柵極開通電阻的情況下，TOP FET的柵源電壓(VTOP_GS)超過了GaN FET的+6 V最大柵源電壓額定值。增加一個2.2 Ω TGUP電阻可降低 VTOP_GS，并抑制柵極和開關節點的振鈴。高阻抗示波器探頭捕獲了以地為基準的低邊柵極(VBG)和開關節點(VSW)波形。TOP FET的源極電壓(VSW)在 VIN和地電位之間振蕩。GaN的高斜率（超過30 V/ns）和300 MHz振鈴超過了通常用于進行VTOP_GS測量的差分探頭的實際共模限值。幸運的是，可利用光隔離探頭來實現這一測量。此類探頭由Tektronix基于IsoVu技術率先推出，擁有驚人的高頻共模抑制比(CMRR)，價格自然也不菲。

圖3. 采用隔離探頭測量的導通波形

圖4顯示了實際工作場景中的隔離探頭。此類探頭通過光纜連接到示波器，既實現了電氣隔離，又有效降低了共模輸入電容。探頭的衰減器尖端直接插入MMCX連接器。探頭還可通過接頭引腳和MMCX轉方形引腳適配器連接到PCB測試點。為確保探頭發揮最佳性能，探頭尖端與PCB之間的連接應盡可能短，并采取有效屏蔽措施。板載的MMCX連接器可提供最佳同軸連接，但務必從FET柵極和源極引出短開爾文走線。隔離探頭可能是測量高邊GaN柵極電壓的最佳方法，甚至可能是唯一可行的方法，但我們不妨比較一下另一種常見方法的表現。

圖4. 隔離探頭設置

無源探頭

高邊柵極信號的測量，可利用兩個以地為基準的無源探頭、一個數字示波器和數學運算來實現。這種A-B或偽差分技術盡管存在電壓范圍和CMRR有限的問題，但在評估低壓DC/DC轉換器的柵極時序時，仍然很受歡迎。進行高邊柵極測量之前，最好先快速檢查共模抑制性能。將兩個探頭連接到同一高dv/dt電壓，消除時序偏差，從一個通道的信號中減去另一個通道的信號，觀測剩余信號。如果CMRR足夠，則只應看到很小的殘余電壓，遠低于實際的柵極信號。探頭負載效應是另一個關鍵因素。理想情況下，探測不應影響電路運行或波形。標準高阻抗無源探頭的輸入阻抗為10 MΩ，且與3.9 pF至10 pF的電容并聯。相比之下，隔離探頭的接地電容較低（低于2 pF）。還有一些不太常見的低阻抗（500 Ω到5 kΩ）無源探頭**，其電容很低，這在此類測量中可能會有所幫助。

**指的是高頻低阻抗電阻分壓器、50 Ω或Z0探頭。

結果

圖5將使用A-B方法捕獲的VG– VSW波形，與之前圖3中隔離探頭設置測得的VTOP_GS（以虛線顯示）進行了比較。在此測試中，選擇了低阻抗無源探頭(5 kΩ // < 2 pF)，原因是較高電容探頭(≥3.9 pF)會導致VSW的峰值幅度明顯下降，表明存在探頭負載效應。柵極波形基本吻合，但A-B方法測得的殘余共模信號峰峰值達2.7 V。與7 V的VG?– VSW信號峰峰值相比，該共模干擾較為顯著。高阻抗無源探頭顯示出類似水平的殘余共模噪聲，但測得的VG?– VSW峰值降低了17%到30%，原因可能是負載效應、匹配和響應問題。

圖5. 使用A-B方法進行TOP FET柵極測量(VG- VSW)

圖6中的VG和VSW是使用單個無源探頭分兩步捕獲的。通過這種方法捕獲VG波形，并將其保存在存儲器中。然后移動該探頭，利用它捕獲VSW。請注意，連接到VSW的第二個探頭在兩次測量期間觸發示波器。利用通道數學運算功能，調取波形并進行相減運算。這種方法增加了一個步驟，但避免了探頭不匹配，從而改善了共模抑制。雖然高阻抗無源探頭的表現超出了預期，但低阻抗探頭提供的結果更接近于可信隔離探頭測得的結果，因此在這種情況下，后者是首選。

圖6. 使用一個探頭進行TOP FET柵極測量(VG- VSW)

結語

在尺寸和性能方面，低壓GaN DC/DC轉換器明顯優于相應的硅器件。然而，這些優勢也伴隨著新的挑戰，包括需要對柵極電壓進行精準控制和對高邊柵極參數進行準確測量。只要將針對GaN 優化的控制器與適當的測量技術正確組合，便可解決這些挑戰，實現穩健高效的設計，同時無需額外增加電路。