深入解析NCP1410：250 mA同步整流PFM升壓DC - DC轉換器

一、引言

在電池供電的手持電子設備設計中，高效、緊湊的電源管理解決方案至關重要。NCP1410作為一款專為電池供電的手持電子產品設計的單芯片微功率高頻升壓電壓開關轉換器IC，能提供高達250 mA的負載電流，具有諸多出色特性，下面將對其進行詳細解析。

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二、產品概述

NCP1410集成了同步整流器，可提高效率并省去外部肖特基二極管。其高達600 kHz的高開關頻率，允許使用低剖面電感器和輸出電容器。同時，它還具備低電池檢測器、邏輯控制關斷和逐周期電流限制等功能，為各種電池供電應用增添了價值。在所有功能開啟的情況下，器件的靜態電源電流典型值僅為9.0 μA，并且采用了節省空間的緊湊型Micro8封裝。

三、產品特性

3.1 高效性能

NCP1410的效率高達92%，這得益于其內置的同步整流器（PFET），省去了一個外部肖特基二極管，減少了功耗。同時，高開關頻率（高達600 kHz）允許使用小尺寸的電感器和電容器，進一步提高了效率并減小了電路板空間。

3.2 精確輸出

輸出電壓范圍可通過外部反饋進行調整，在25°C時精度可達±0.6%。當 (V{OUT} ≥3.3 V) 時，能提供超過2.5 mA的電流，輸出電流在 (V{in }=2.5 V)、(V_{out }=3.3 V) 時可達250 mA。

3.3 低功耗設計

邏輯控制關斷功能可使器件在不需要工作時進入低功耗狀態，關機電流典型值僅為0.05 μA，而正常工作時的靜態電流也僅為9.0 μA，大大延長了電池的使用壽命。

3.4 緊湊封裝

采用Micro8封裝，尺寸小巧，適合對空間要求較高的手持設備設計。

四、引腳功能

五、詳細工作原理

5.1 PFM調節方案

從簡化功能圖可知，輸出電壓被分壓后反饋到FB引腳，與內部參考電壓（1.190 V）在PFM比較器中進行比較。當比較器下降沿觸發時，主開關M1開啟，經過最大導通時間（典型值1.4 μS）或達到電流限制后，M1關閉，同步開關M2開啟。M1的關斷時間不少于最小關斷時間（典型值0.31 μS），以確保能量從電感器轉移到輸出電容器。

5.2 同步整流

同步整流器用于替代肖特基二極管，消除了后者正向電壓帶來的傳導損耗。但同步整流涉及復雜的時序問題，需要引入死區時間，以確保M1完全關閉后M2再開啟，以及M2完全關閉后M1再開啟。在不連續傳導模式（DCM）下，ZLC比較器可防止反向電流，提高效率。

5.3 逐周期電流限制

通過SENSEFET采樣M1導通時的線圈電流，經過檢測電阻產生檢測電壓。當檢測電壓高于預設水平時，控制邏輯會關閉M1，直到下一個周期經過最小關斷時間后M1才能再次開啟，典型的峰值線圈電流限制為1.0 A。

5.4 電壓參考

REF引腳的電壓典型值為 +1.190 V，在 (V_{OUT}) 等于3.3 V時，可輸出高達2.5 mA的電流，負載調節率為±1.5%。REF引腳需要根據負載情況選擇合適的旁路電容。

5.5 關機功能

當SHDN引腳電壓低于0.3 V時，IC進入關機狀態，M1和M2均關閉，但M2的體二極管允許電流從電池流向輸出，此時IC內部電路典型電流消耗小于0.05 μA。當SHDN引腳電壓高于0.6 V時，IC開啟，內部電路從OUT引腳典型消耗9.0 μA電流。

5.6 低電池檢測

通過一個具有30 mV遲滯的比較器實現低電池檢測功能。當LBI引腳電壓低于內部參考電壓1.190 V時，比較器輸出使50 Ω低側開關導通，拉低LBO引腳電壓；當LBI引腳電壓高于1.190 V + 30 mV時，開關關閉，LBO引腳變為高阻抗。

六、應用信息

6.1 輸出電壓設置

輸出電壓由外部反饋網絡 (R{FB1}) 和 (R{FB2}) 決定，計算公式為 (V{OUT }=1.190 V timesleft(1+frac{R{FB 1}}{R_{FB 2}}right))。

6.2 低電池檢測電平設置

低電池檢測電壓由外部分壓網絡 (R{LB1}) 和 (R{LB2}) 決定，計算公式為 (V{L B}=1.190 V timesleft(1+frac{R{L B 1}}{R_{L B 2}}right))。

6.3 電感器選擇

在 (V{IN}=3 V)、(V{out }=3.3 V) 且輸出電流高達250 mA的情況下，使用22 μH的電感器可獲得最佳性能。對于其他輸入/輸出要求，可根據最終應用規格選擇10 μH至47 μH的電感器。選擇電感器時需要在輸出電流能力和可容忍的輸出電壓紋波之間進行權衡，同時要確保峰值電感電流低于其飽和極限和器件的ILIM（1 A）。

6.4 電容器選擇

在開關模式升壓轉換器應用中，輸入和輸出端子會出現脈動電壓/電流波形，電容器的等效串聯電阻（ESR）會產生紋波電壓。因此，應選擇低ESR的電容器，如陶瓷電容器，低ESR鉭電容器也可作為經濟有效的替代品。

6.5 可選的低電池電壓啟動肖特基二極管

一般情況下，不需要外部肖特基二極管，但當設備在接近1 V的電壓下運行時，在LX和OUT引腳之間連接一個肖特基二極管可幫助轉換器啟動。

6.6 PCB布局建議

良好的PCB布局對于開關模式電源轉換至關重要。應采用星型接地連接，將輸出電源返回地、輸入電源返回地和設備電源地連接在一起。功率組件應盡可能靠近放置，連接走線應短、直且粗。反饋信號路徑應與主電流路徑分開，并直接在輸出電容器的陽極進行檢測。

七、典型應用電路

給出了一個典型應用電路，適用于2節堿性電池供電，輸出電壓為3.3 V，最大輸出電流為250 mA。該電路展示了如何根據具體需求選擇合適的電阻、電容和電感器，以實現穩定的電源輸出。

八、一般設計步驟

8.1 設計參數確定

確定輸入電壓范圍 (V{IN}=1.8 V) 至3.0 V（典型值2.4 V），輸出電壓 (V{OUT }=3.3 V)，輸出電流 (I{OUT }=200 mA)（最大250 mA），低電池檢測電壓 (V{LB}=2.0 V)，輸出電壓紋波 (V{OUT - RIPPLE }=40 mV{P - P})（在 (I_{OUT}=250 mA) 時）。

8.2 反饋網絡計算

選擇 (R{FB2}=200 K)，根據公式 (R{FB1}=R{FB2}left(frac{V{OUT }}{V{REF }}-1right)) 計算得到 (R{FB1}=355 K)。

8.3 低電池檢測分壓計算

選擇 (R{LB2}=330 K)，根據公式 (R{LB1}=R{LB2}left(frac{V{LB}}{V{REF}}-1right)) 計算得到 (R{LB1}=225 K)。

8.4 穩態占空比確定

根據公式 (frac{V{OUT }}{V{IN }}=frac{1}{1 - D}) 計算得到典型 (V_{IN}) 下的穩態占空比 (D = 0.273)。

8.5 平均電感電流和電感值計算

計算最大 (I{OUT}) 時的平均電感電流 (IL{AVG}=frac{I{OUT }}{1 - D}=344 mA)。假設 (I{RIPPLE - P}) 為 (I{LAVG}) 的20%，即68.8 mA，根據公式 (L=frac{V{IN} × t{ON}}{2 I{RIPPLE - P}}) 計算得到電感值為24.4 μH，初始試驗選擇標準值22 μH。

8.6 輸出電容值計算

根據公式 (C{OUT}>frac{I{OUT } × t{ON }}{V{OUT - RIPPLE } - I{OUT } × ESR{COUT }}) 計算得到 (C_{OUT}>23.33 μF)，實際選擇33 μF的電容。

九、總結

NCP1410是一款性能出色的升壓DC - DC轉換器，具有高效、緊湊、功能豐富等優點，適用于各種電池供電的手持電子設備。在設計過程中，需要根據具體應用需求合理選擇外部組件，并注意PCB布局，以確保電路的穩定性和性能。通過本文的介紹，相信工程師們能更好地理解和應用NCP1410，設計出更優秀的電源管理解決方案。你在實際應用中是否遇到過類似電源管理芯片的設計挑戰呢？歡迎在評論區分享你的經驗。