LTC3874：高性能多相降壓同步從控制器的深度解析

在電子工程領域，對于高電流、多相應用的電源解決方案需求日益增長。LTC3874作為一款出色的多相降壓同步從控制器，為工程師們提供了強大而靈活的選擇。本文將深入剖析LTC3874的特性、工作原理、應用要點以及設計實例，幫助工程師們更好地理解和應用這款芯片。

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一、LTC3874概述

LTC3874是一款雙多相電流模式同步降壓從控制器，與配套的主控制器配合使用時，可擴展相數，實現高電流、多相應用。它采用獨特架構，增強了電流感測信號的信噪比，允許使用亞毫歐直流電阻（DCR）功率電感器，從而在提高效率的同時減少開關抖動。其峰值電流模式架構確保即使在動態負載下也能實現精確的相到相電流共享。

1.1 主要特點

• 相擴展功能：適用于高相數電壓軌，最多支持12相操作。
• 精確的相到相電流共享：確保各相電流均勻分配，提高系統穩定性。
• 亞毫歐DCR電流感測：可使用極低DCR值的電感器，提升效率。
• 鎖相固定頻率：頻率范圍為250kHz至1MHz，可與外部時鐘同步。
• 對主IC故障的即時響應：增強系統的可靠性。
• 寬輸入輸出電壓范圍：輸入電壓范圍為4.5V至38V，輸出電壓根據不同配置可達3.5V或5.5V。
• 專有電流模式控制環路：提供穩定的控制性能。
• 可編程CCM/DCM操作：可根據負載情況選擇合適的工作模式。
• 可編程相移控制：靈活調整各相之間的相位關系。
• 雙N溝道MOSFET柵極驅動器：提供足夠的驅動能力。
• 28引腳QFN封裝：尺寸小巧，便于布局。

1.2 應用領域

• 高電流分布式電源系統：滿足高功率設備的供電需求。
• 電信、數據通信和存儲系統：為這些對電源穩定性要求較高的系統提供可靠支持。
• 智能節能電源調節：有助于提高能源利用效率。

二、工作原理

2.1 主控制環路

LTC3874是一款恒頻、LTC專有電流模式降壓從控制器，與主控制器并行工作。在正常運行時，每個頂部MOSFET在該通道的時鐘設置RS鎖存器時開啟，當主電流比較器ICMP重置RS鎖存器時關閉。ICMP重置RS鎖存器時的峰值電感電流由ITH引腳的電壓控制，該電壓是主控制器的輸出。當負載電流增加時，主控制器提高ITH電壓，從而使相應從通道的峰值電流增加，直到平均電感電流與新的負載電流匹配。在頂部MOSFET關閉后，底部MOSFET在連續導通模式（CCM）下開啟，直到下一個周期開始；在不連續導通模式（DCM）下，直到電感電流開始反向。需要注意的是，LTC3874從控制器不調節輸出電壓，而是調節每個通道的電流，以與主控制器實現電流共享，輸出電壓調節通過主控制器的電壓反饋控制環路實現。

2.2 亞毫歐DCR電流感測

LTC3874采用獨特架構，增強了電流感測信號的信噪比，使其能夠使用亞毫歐值電感器的DCR進行小感測信號操作，從而提高功率效率并減少開關噪聲引起的抖動。將LOWDCR引腳浮空或拉高可啟用亞毫歐DCR電流感測，通過精心的PCB布局，LTC3874能夠感測低至0.2mΩ的DCR值。專有信號處理電路可將信噪比提高14dB。與傳統電流模式架構一樣，電流限制閾值仍然是電感峰值電流和DCR值的函數，可通過ILIM和ITH引腳精確設置。

2.3 INTVCC/EXTVCC電源

頂部和底部MOSFET驅動器以及大多數其他內部電路的電源來自INTVCC引腳。當EXTVCC引腳懸空或連接到低于4.7V的電壓時，內部5.5V線性穩壓器從VIN提供INTVCC電源。如果EXTVCC電壓高于4.7V且VIN高于7V，則5.5V穩壓器關閉，內部開關開啟，將EXTVCC連接到INTVCC。EXTVCC可以在VIN之前施加，使用EXTVCC允許從外部源獲取INTVCC電源。每個頂部MOSFET驅動器由浮動自舉電容器CB偏置，該電容器通常在頂部MOSFET關閉時通過外部二極管在每個關斷周期內充電。如果輸入電壓VIN降至接近Vout的電壓，環路可能進入降壓模式，并嘗試連續開啟頂部MOSFET。降壓檢測器會檢測到這種情況，并每三個周期強制頂部MOSFET關閉約十二分之一的時鐘周期加100ns，以允許CB充電。

2.4 啟動和關斷

LTC3874的兩個通道可以使用RUN0和RUN1引腳獨立關斷。將這些引腳中的任何一個拉低至1.4V以下會關閉該通道的主控制電路。在關斷期間，TG和BG引腳被拉低，以關閉外部功率MOSFET。將這些引腳中的任何一個拉高至2V以上可啟用控制器。RUN0/1引腳在INTVCC電壓通過欠壓鎖定閾值3.8V之前會被主動拉低。對于多相操作，RUN0/1引腳必須連接在一起，并由主控制器的RUN引腳驅動。由于LTC3874中的大型RC濾波器在初始化期間需要穩定，因此RUN引腳只能在VIN準備好4ms后拉高。這些引腳的電壓不得超過絕對最大額定值6V。每個通道的輸出電壓VOUT的啟動由主控制器控制。釋放RUN引腳后，主控制器根據編程的延遲時間和上升時間驅動輸出。從控制器LTC3874在啟動期間跟隨主控制器設置的ITH電壓，向輸出提供相同的電流。

2.5 輕載電流操作

LTC3874可以在不連續導通模式或強制連續導通模式下運行。要選擇強制連續模式，將MODE引腳連接到高于2V的直流電壓（例如INTVCC）；要選擇不連續導通模式，將MODE引腳連接到低于1.4V的直流電壓（例如GND）。在強制連續模式下，輕載或大瞬態條件下允許電感電流反向，峰值電感電流由ITH引腳的電壓決定。在這種模式下，輕載效率低于不連續模式，但連續模式具有輸出紋波低和對音頻電路干擾小的優點。當MODE引腳連接到GND時，LTC3874在輕載時以不連續模式運行。在非常輕的負載下，電流比較器ICMP可能會在幾個周期內保持觸發狀態，并迫使外部頂部MOSFET在相同數量的周期內保持關閉（即跳過脈沖）。這種模式提供了比強制連續模式更高的輕載效率，并且不允許電感電流反向。MODE引腳內部連接有一個500k下拉電阻，如果MODE0/1引腳懸空，兩個通道默認處于不連續導通模式。

2.6 多芯片操作

SYNC引腳用于同步主從控制器之間的開關頻率。由于從輸入電容器汲取的峰值電流有效地被使用的相數除，并且功率損耗與RMS電流的平方成正比，因此輸入電容ESR要求和效率損失大幅降低。兩級單輸出電壓實現可以將輸入路徑功率損耗降低75%，并顯著降低輸入電容器的所需RMS電流額定值。

2.7 頻率選擇和鎖相環

開關頻率的選擇是效率和組件尺寸之間的權衡。低頻操作通過減少MOSFET開關損耗來提高效率，但需要更大的電感和/或電容來保持低輸出紋波電壓。LTC3874控制器的開關頻率可以使用FREQ引腳選擇。如果SYNC引腳沒有由外部時鐘源驅動，FREQ引腳可用于將控制器的工作頻率編程為250kHz至1MHz。FREQ引腳有一個精確的10μA電流流出，因此用戶可以使用一個接地電阻來編程控制器的開關頻率。應用部分提供了一個曲線，顯示了FREQ引腳電壓與開關頻率之間的關系。LTC3874集成了一個鎖相環（PLL），用于將內部振蕩器與SYNC引腳的外部時鐘源同步。PLL環路濾波器網絡集成在LTC3874內部。鎖相環能夠鎖定到250kHz至1MHz范圍內的任何頻率。在鎖定到外部時鐘之前，頻率設置電阻應始終存在，以設置控制器的初始開關頻率。

三、應用信息

3.1 電流限制編程

為了實現平衡的負載電流共享，應使用與主控制器相同的電流范圍設置。需要注意的是，LTC3874在ITH引腳沒有用于峰值電流限制和過流保護的有源鉗位電路，過流保護依賴于主控制器驅動ITH引腳不超過鉗位電壓。電流感測閾值與ITH電壓之間的關系可以在相關表格中找到。

3.2 ISENSE+和ISENSE–引腳

ISENSE+和ISENSE–是電流比較器的輸入。當LOWDCR引腳為高電平時，它們的共模輸入電壓范圍為0V至3.5V。ISENSE–應直接連接到主控制器的Vout，ISENSE+連接到一個時間常數為輸出電感L/DCR五分之一的R ? C濾波器。在正常操作期間，必須注意不要使這些引腳浮空。濾波組件，特別是電容器，必須靠近LTC3874放置，并且感測線應緊密連接到電流感測元件下方的開爾文連接。LTC3874設計用于與亞毫歐DCR值配合使用，如果不注意，寄生電阻、電容和電感會降低電流感測信號的完整性，使編程的電流限制不可預測。通過將LOWDCR引腳拉低，電流限制會增加2.5倍，具體細節可參考相關表格。在這些應用中，ISENSE+、ISENSE–的共模工作電壓范圍為0V至5.5V。

3.3 電感DCR電流感測

LTC3874專門設計用于需要最高效率的高負載電流應用，能夠感測亞毫歐范圍內的電感DCR信號。DCR是電感銅繞組的直流電阻，對于高電流電感，通常小于1mΩ。在高電流和低輸出電壓應用中，高DCR或感測電阻的傳導損耗會導致功率效率顯著降低。對于特定的輸出要求，應選擇滿足最大期望感測電壓的DCR的電感，并使用感測引腳濾波器與輸出電感特性的關系，具體公式如下： [DCR=frac{V{ISENSE(MAX)}}{I{MAX}+frac{Delta I_{L}}{2}}] [RC = L /(5 cdot DCR)]（當LOWDCR引腳為高電平時） [RC = L/DCR]（當LOWDCR引腳為低電平時）

其中，VISENSE(MAX)是給定ITH電壓下的最大感測電壓，IMAX是最大負載電流，ΔIL是電感紋波電流，L和DCR是輸出電感特性，R和C是濾波器時間常數。為了確保負載電流在整個工作溫度范圍內都能得到保證，應考慮DCR電阻的溫度系數，約為0.4%/°C。通常，C選擇在0.047μF至0.47μF的范圍內，這會使R約為2kΩ，減少ISENSE引腳±1uA電流可能引起的誤差。R中會有一些與占空比相關的功率損耗，在連續模式下最大輸入電壓時損耗最高，計算公式為： [P{LOSS }(R)=frac{left(V{IN(MAX)}-V{OUT }right) cdot V{OUT }}{R}]

應確保R的功率額定值高于此值。然而，DCR感測消除了感測電阻的傳導損耗，在重載時提供更好的效率。為了保持電流感測信號的良好信噪比，當LOWDCR引腳為高電平時，對于占空比小于40%的情況，期望最小ΔVISENSE為2mV；當LOWDCR引腳為低電平時，對于占空比小于40%的情況，使用最小ΔVISENSE為10mV。實際紋波電壓由以下公式確定： [Delta V{ISENSE }=frac{V{OUT }}{V{IN }}left(frac{V{IN }-V{OUT }}{RC cdot f{OSC }}right)]

3.4 電感值計算

給定所需的輸入和輸出電壓、電感值和工作頻率fOSC，電感的峰峰值紋波電流直接由以下公式確定： [RIPPLE =frac{V{OUT }}{V{IN }}left(frac{V{IN }-V{OUT }}{f_{OSC } cdot L}right)]

較低的紋波電流可降低電感中的磁芯損耗、輸出電容器中的ESR損耗以及輸出電壓紋波。因此，在低頻下使用小紋波電流可實現最高效率操作。然而，要實現這一點，需要一個大電感。一個合理的起點是選擇約為IOUT(MAX) 40%的紋波電流。需要注意的是，最大紋波電流發生在最高輸入電壓時。為了保證紋波電流不超過指定的最大值，應根據以下公式選擇電感： [L geq frac{V{IN }-V{OUT }}{f{OSC } cdot I{RIPPLE }} cdot frac{V{OUT }}{V{IN }}]

3.5 電感磁芯選擇

確定電感值后，需要選擇電感的類型。對于固定的電感值，磁芯損耗與磁芯尺寸無關，但與所選的電感密切相關。隨著電感的增加，磁芯損耗會降低。然而，增加電感需要更多的導線匝數，因此銅損耗會增加。鐵氧體設計具有非常低的磁芯損耗，在高開關頻率下更受青睞，因此設計目標可以集中在銅損耗和防止飽和上。鐵氧體磁芯材料在超過峰值設計電流時會“硬”飽和，這意味著電感會突然崩潰，導致電感紋波電流和輸出電壓紋波突然增加。因此，不要讓磁芯飽和！

3.6 功率MOSFET和肖特基二極管（可選）選擇

至少需要選擇兩個外部功率MOSFET：一個用于頂部（主）開關的N溝道MOSFET和一個或多個用于底部（同步）開關的N溝道MOSFET。選擇所有MOSFET的數量、類型和導通電阻時，應考慮電壓降壓比以及MOSFET的實際位置（主或同步）。在輸出電壓小于輸入電壓三分之一的應用中，頂部MOSFET應使用更小且輸入電容更低的MOSFET。在VIN >> VOUT的應用中，在高于300kHz的工作頻率下，頂部MOSFET的導通電阻對于整體效率通常不如其輸入電容重要。MOSFET制造商設計了特殊用途的器件，為開關穩壓器中的主開關應用提供了合理低的導通電阻和顯著降低的輸入電容。

3.7 INTVCC穩壓器和EXTVCC

LTC3874具有一個PMOS LDO，從VIN電源為INTVCC供電。INTVCC為柵極驅動器和LTC3874的大多數內部電路供電。當VIN大于6V時，線性穩壓器將INTVCC引腳的電壓調節到5.5V。EXTVCC通過另一個P溝道MOSFET連接到INTVCC，當EXTVCC電壓高于4.7V且VIN高于7V時，它可以提供所需的功率。每個都可以提供100mA的峰值電流，并且必須用最小4.7μF的陶瓷電容器或低ESR電解電容器旁路到地。無論使用哪種類型的大容量電容器，強烈建議在INTVCC和GND引腳旁邊直接放置一個額外的0.1μF陶瓷電容器。良好的旁路是為MOSFET柵極驅動器提供所需的高瞬態電流并防止通道之間相互作用所必需的。

3.8 頂部MOSFET驅動器電源

外部自舉電容器CB連接到BOOST引腳，為頂部MOSFET提供柵極驅動電壓。功能圖中的電容器CB在SW引腳為低電平時通過外部二極管從INTVCC充電。當頂部MOSFET要開啟時，驅動器將CB電壓施加到MOSFET的柵源極之間，從而增強MOSFET并開啟頂部開關。開關節點電壓SW上升到VIN，BOOST引腳跟隨。當頂部MOSFET開啟時，升壓電壓高于輸入電源： [V{BOOST }=V{IN }+V{INVCC }-V{DB}]

升壓電容器CB的值需要是頂部MOSFET總輸入電容的100倍。外部肖特基二極管的反向擊穿電壓必須大于