深入剖析SGM61137：高性能同步降壓轉(zhuǎn)換器的卓越之選

在電子設(shè)計(jì)領(lǐng)域，電源管理芯片的性能直接影響著整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和效率。SGM61137作為一款高性能的同步降壓轉(zhuǎn)換器，憑借其出色的特性和廣泛的應(yīng)用場(chǎng)景，成為眾多工程師的首選。本文將對(duì)SGM61137進(jìn)行全面深入的分析，從其基本特性、工作原理到應(yīng)用設(shè)計(jì)，為大家呈現(xiàn)這款芯片的魅力。

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一、SGM61137概述

SGM61137是SGMICRO推出的一款自適應(yīng)恒定導(dǎo)通時(shí)間控制（ACOT）同步降壓轉(zhuǎn)換器，輸入電壓范圍為4.5V至17V，輸出電流能力可達(dá)3A，工作在準(zhǔn)固定頻率模式。它將功率開關(guān)和內(nèi)部補(bǔ)償電路集成在一個(gè)小巧的6引腳封裝中，支持低等效串聯(lián)電阻（ESR）輸出電容，還具備典型的1ms軟啟動(dòng)斜坡，可有效減少浪涌電流。此外，該芯片還擁有完善的保護(hù)功能，如逐周期電流限制、打嗝模式短路保護(hù)和過熱關(guān)斷等。

1.1 產(chǎn)品特性

• 寬輸入電壓范圍：4.5V至17V的輸入電壓范圍，使其能夠適應(yīng)多種電源環(huán)境。
• 靈活的輸出電壓范圍：輸出電壓范圍為0.6V至7V，可滿足不同應(yīng)用的需求。
• 高輸出電流能力：連續(xù)輸出電流可達(dá)3A，能夠?yàn)樨?fù)載提供充足的功率。
• 集成功率MOSFET：集成了56mΩ/35mΩ的功率MOSFET，減少了外部元件的使用，提高了系統(tǒng)的集成度。
• 低功耗：關(guān)機(jī)電流僅為1μA（典型值），有助于降低系統(tǒng)功耗。
• 軟啟動(dòng)功能：1ms的內(nèi)部軟啟動(dòng)時(shí)間，可有效減少浪涌電流，保護(hù)電路元件。
• 準(zhǔn)固定開關(guān)頻率：1.2MHz的準(zhǔn)固定開關(guān)頻率，可降低電磁干擾（EMI）。
• 多種工作模式：SGM61137A采用脈沖跳躍模式，在輕載時(shí)提高效率；SGM61137B則工作在強(qiáng)制PWM模式，可實(shí)現(xiàn)低輸出紋波和良好的調(diào)節(jié)性能。
• 可調(diào)輸入欠壓鎖定：可通過電阻分壓器對(duì)輸入欠壓鎖定（UVLO）閾值進(jìn)行編程。
• 完善的保護(hù)功能：具備逐周期過流限制、熱關(guān)斷自動(dòng)恢復(fù)等保護(hù)功能，提高了系統(tǒng)的可靠性。
• 環(huán)保封裝：采用綠色SOT - 563 - 6封裝，符合RoHS和HSF標(biāo)準(zhǔn)。

1.2 應(yīng)用場(chǎng)景

SGM61137適用于多種應(yīng)用場(chǎng)景，包括12V分布式電源總線、工業(yè)和消費(fèi)應(yīng)用、白色家電、監(jiān)控設(shè)備、機(jī)頂盒以及通用負(fù)載點(diǎn)等。

二、工作原理

2.1 自適應(yīng)恒定導(dǎo)通時(shí)間控制（ACOT）

與傳統(tǒng)的電壓模式控制（VMC）或電流模式控制（CMC）不同，ACOT控制是一種無時(shí)鐘信號(hào)的滯環(huán)模式控制。當(dāng)內(nèi)部比較器檢測(cè)到輸出電壓低于期望輸出電壓時(shí)，每個(gè)開關(guān)周期以相對(duì)恒定的導(dǎo)通時(shí)間脈沖開始。輸出電壓通過反饋（FB）引腳經(jīng)輸出電阻分壓器進(jìn)行檢測(cè)，并與內(nèi)部參考電壓（VREF）通過低增益誤差放大器進(jìn)行比較。當(dāng)反饋電壓（VFB）低于放大器輸出時(shí)，比較器觸發(fā)導(dǎo)通時(shí)間控制邏輯，開啟高端開關(guān)。ACOT控制能夠根據(jù)輸入電壓和輸出電壓動(dòng)態(tài)調(diào)整導(dǎo)通時(shí)間，從而在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)實(shí)現(xiàn)相對(duì)恒定的頻率，減少了系統(tǒng)中某些敏感頻段的EMI干擾。同時(shí)，內(nèi)部斜坡被添加到參考電壓中以模擬輸出紋波，因此支持低ESR輸出電容應(yīng)用。

2.2 使能控制

EN引腳的電壓可精確控制SGM61137的啟用和禁用。當(dāng)EN引腳電壓超過1.2V且VIN超過其UVLO閾值時(shí)，設(shè)備啟用；當(dāng)EN電壓被外部拉低或VIN引腳電壓低于其UVLO閾值時(shí)，設(shè)備禁用。EN引腳不能浮空，若VIN不高于17V，可將其連接到VIN以啟用設(shè)備。

2.3 自舉電壓（BOOT）

為了給上開關(guān)柵極驅(qū)動(dòng)器供電，需要一個(gè)高于VIN的電壓。通過在SW和BOOT引腳之間使用0.1μF的自舉電容以及內(nèi)部自舉二極管，采用自舉技術(shù)從開關(guān)節(jié)點(diǎn)提供該電壓。該電壓在內(nèi)部進(jìn)行調(diào)節(jié)，用于驅(qū)動(dòng)高端開關(guān)。建議使用X5R或X7R陶瓷電容作為CBOOT，以確保電容在溫度和電壓變化時(shí)保持穩(wěn)定。

2.4 輸出電壓編程

輸出電壓通過連接在VOUT和GND之間并連接到FB引腳的電阻分壓器進(jìn)行設(shè)置。建議使用1%或更高精度、低熱容差的電阻，以獲得準(zhǔn)確且熱穩(wěn)定的輸出電壓。可使用公式 (V{OUT }=V{FB} timesleft[frac{R{FB 1}}{R{FB 2}}+1right]) 計(jì)算輸出電壓。

2.5 內(nèi)部電壓參考和軟啟動(dòng)

SGM61137具有內(nèi)部0.6015V參考電壓（VREF），用于將輸出編程到所需水平。當(dāng)轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)（或啟用）時(shí)，內(nèi)部斜坡電壓從接近0V開始上升，在1ms內(nèi)略高于0.6015V。VREF和該斜坡中的較低值用作誤差放大器的參考。因此，斜坡在啟動(dòng)期間為輸出提供軟啟動(dòng)，避免了因輸出電壓在輸出電容和負(fù)載上快速增加而導(dǎo)致的高浪涌電流。

2.6 脈沖跳躍模式操作

當(dāng)SGM61137A在輕載下以不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）運(yùn)行時(shí)，進(jìn)入脈沖跳躍模式，此時(shí)內(nèi)部功耗顯著降低。此外，工作頻率會(huì)根據(jù)負(fù)載開始下降。通過零交叉檢測(cè)器監(jiān)測(cè)電感電流（IL），當(dāng)IL過零時(shí)，如果VFB > VREF_EA，則高端和低端MOSFET均關(guān)斷。直到VFB低于VREF_EA并觸發(fā)新的導(dǎo)通時(shí)間脈沖時(shí)，它們才會(huì)再次開啟。在關(guān)斷期間，所有非必要電路關(guān)閉以最小化損耗，負(fù)載由輸出電容存儲(chǔ)的能量供電。當(dāng)新的導(dǎo)通脈沖觸發(fā)時(shí)，控制電路喚醒。

2.7 輕載連續(xù)電流模式操作

SGM61137B從滿載到空載都鎖定在連續(xù)電流模式。在輕載時(shí)允許負(fù)電感電流，以保持電感電流連續(xù)運(yùn)行。這是一種權(quán)衡，犧牲了輕載效率以保持開關(guān)頻率相對(duì)固定、降低輸出紋波并實(shí)現(xiàn)更好的輸出調(diào)節(jié)。為避免低端開關(guān)出現(xiàn)致命負(fù)電流，該電流限制在 - 1.5A（典型值）。

2.8 過流和短路保護(hù)

SGM61137支持過載模式。當(dāng)系統(tǒng)上電期間輸出電流持續(xù)過載時(shí)，SGM61137輸出最大功率，并限制低端FET開關(guān)的最大谷值電流。在VIN < 5V條件下，谷值電流限制略低，可能導(dǎo)致負(fù)載能力下降。設(shè)備保持逐周期限制，以滿足系統(tǒng)的功率需求。隨著負(fù)載持續(xù)增加，輸出電壓下降。如果軟啟動(dòng)完成且FB電壓降至VREF的63%，則激活打嗝電流保護(hù)模式。在打嗝模式下，穩(wěn)壓器關(guān)閉，通常保持15ms后再次嘗試啟動(dòng)。如果過流或短路故障仍然存在，打嗝模式將重復(fù)，直到故障條件消除。打嗝模式有助于減少功耗，防止設(shè)備過熱和潛在損壞。

2.9 熱關(guān)斷

如果結(jié)溫超過 + 155℃（典型值），設(shè)備將強(qiáng)制停止開關(guān)。當(dāng)TJ降至恢復(fù)閾值以下時(shí)，設(shè)備將自動(dòng)恢復(fù)。

三、應(yīng)用設(shè)計(jì)

3.1 基本設(shè)計(jì)原理圖

一個(gè)基本的SGM61137降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)僅需幾個(gè)外部元件，即可從寬輸入電壓范圍提供恒定輸出電壓。具體原理圖可參考文檔中的圖5。

3.2 元件選擇

3.2.1 輸入電容選擇

SGM61137的輸入去耦必須使用高質(zhì)量的陶瓷電容（X5R或X7R或更好的介電等級(jí)）。在某些應(yīng)用中，當(dāng)SGM61137距離輸入源超過5cm時(shí)，可能還需要額外的大容量電容。VIN電容的紋波電流額定值必須大于最大輸入電流紋波。輸入電流紋波可使用公式 (C{IN_RMS }=I{OUT } × sqrt{frac{V{OUT }}{V{IN }} × frac{left(V{IN }-V{OUT }right)}{V{IN }}}=I{OUT } × sqrt{D times(1-D)}) 計(jì)算，最大紋波電流發(fā)生在50%占空比時(shí)。對(duì)于本設(shè)計(jì)，需要至少25V額定電壓的陶瓷電容來支持最大輸入電壓，因此選擇兩個(gè)10μF/25V的電容用于VIN，以覆蓋所有直流偏置、熱和老化降額。輸入電容決定了穩(wěn)壓器輸入電壓紋波，可使用公式 (Delta V{IN}=frac{I{OXT } × D times(1-D)}{C{IN} × f{SW}}) 計(jì)算。此外，建議在VIN和GND引腳旁邊放置一個(gè)0.1μF的小型陶瓷電容，用于高頻濾波。

3.2.2 電感選擇

通常使用公式 (L=frac{V{IN_MAX }-V{OUT }}{I{OUT } × K{INO }} × frac{V{OUT }}{V{IN_MAX } × f{SW }}) 計(jì)算降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電感，其中 (frac{Delta I{L}}{I{OUT }}) 表示為 (K{IND}) 。電感紋波電流由輸出電容旁路和濾波，電感直流電流傳遞到輸出。電感紋波的選擇需要考慮多個(gè)因素，峰值電感電流（ (I{OUT }+frac{Delta I{L}}{2}) ）在最壞情況下必須與電感的飽和電流有安全裕量，尤其是選擇硬飽和磁芯類型的電感（如鐵氧體）時(shí)。紋波電流也會(huì)影響輸出電容的選擇，Cout的RMS電流額定值必須高于電感RMS紋波。通常選擇40%的紋波（ (K{IND}=0.4) ）。在本示例中，計(jì)算得到的電感值為1.5μH。電感紋波、RMS和峰值電流的計(jì)算分別總結(jié)在公式 (Delta I{L}=frac{V{IN_MAX }-V{OUT }}{L} × frac{V{OUT }}{V{IN_MAX } × f{SW }}) 、 (L{-RMS }=sqrt{I{OUT }^{2}+frac{Delta I{L}^{2}}{12}}) 和 (I{L{-} PEAK }=I{OUT }+frac{Delta I{L}}{2}) 中。需要注意的是，在啟動(dòng)、負(fù)載瞬變或故障條件下，峰值電感電流可能會(huì)超過計(jì)算值 (I_{L_PEAK}) ，因此選擇電感飽和電流高于開關(guān)電流限制總是更安全的。

3.2.3 輸出電容選擇

輸出電容和電感對(duì)PWM開關(guān)電壓的交流部分進(jìn)行濾波，并在期望的輸出直流電壓上提供可接受的輸出電壓紋波。此外，電容存儲(chǔ)能量，有助于在負(fù)載瞬變期間維持輸出電壓調(diào)節(jié)。輸出電壓紋波（ (Delta V{OUT }) ）取決于輸出電容在工作電壓、溫度（℃）下的取值及其寄生參數(shù)（ESR和ESL），可使用公式 (Delta V{OUT }=Delta I{L} × ESR+frac{V{IN }-V{OUT }}{L} × ESL+frac{Delta I{L}}{8 × f{SW} × C{OUT }}) 計(jì)算。輸出電容的電壓額定值應(yīng)選擇足夠的裕量，以確保電容下降（電壓和溫度降額）不顯著。輸出電容的類型將決定公式中的哪些項(xiàng)占主導(dǎo)地位。對(duì)于陶瓷輸出電容，ESR和ESL幾乎為零，因此輸出電壓紋波將由電容項(xiàng)主導(dǎo)；對(duì)于電解輸出電容，電容值相對(duì)較高，與ESR和ESL項(xiàng)相比，公式中的第三項(xiàng)可以忽略。為了降低電壓紋波，可以增加電感或總電容。使用更高質(zhì)量的電容、更大的電感或并聯(lián)電容可以幫助減少使用電解輸出電容的設(shè)計(jì)中的輸出紋波。一些商用電解電容的ESR可能相當(dāng)高，建議使用數(shù)據(jù)手冊(cè)中明確記錄ESR或總阻抗的高質(zhì)量電容。電解電容的ESR在低溫環(huán)境下可能會(huì)顯著增加，約為10倍，這會(huì)增加紋波并可能降低穩(wěn)壓器的穩(wěn)定性。穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)也取決于輸出電容的數(shù)量和類型。一般來說，降低輸出電容的ESR將導(dǎo)致更好的瞬態(tài)響應(yīng)。可以通過簡單地并聯(lián)更多電容或使用更高質(zhì)量的電容來最小化ESR。當(dāng)發(fā)生幅度為 (Delta I{L}) 、變化率為 (frac{di}{dt}) 的快速負(fù)載瞬變時(shí)，輸出電壓將跳躍或下降一個(gè)瞬態(tài)幅度 (Delta V{OUT }=Delta I_{L} × ESR+frac{di}{dt} × ESL) 。瞬變發(fā)生后，電感電流幾乎保持不變，尤其是對(duì)于較大的電感，瞬態(tài)電流由電容承擔(dān)。輸出電壓將在短時(shí)間內(nèi)偏離其標(biāo)稱值，具體取決于系統(tǒng)帶寬、電感和輸出電容。在本示例中，根據(jù)表1，選擇2 × 22μF/10V X5R陶瓷電容，ESR為2mΩ，可滿足上述條件。

3.2.4 自舉電容選擇

自舉電容（C6）應(yīng)使用10V或更高電壓額定值的0.1μF高質(zhì)量陶瓷電容（X5R或X7R）。

3.2.5 輸出電壓設(shè)置

使用外部電阻分壓器（R1和R2）設(shè)置輸出電壓，公式為 (R{1}=R{2} timesleft(frac{V{OUT }}{V{REF }}-1right)) ，其中 (V{REF }=0.6015V) 是內(nèi)部參考電壓。例如，選擇 (R{2}=10kΩ) 時(shí)，3.3V輸出的R1值計(jì)算為44.86kΩ，可選擇45.3kΩ的標(biāo)準(zhǔn)電阻。

3.2.6 前饋電容選擇

SGM61137包含內(nèi)部補(bǔ)償電路，內(nèi)部斜坡被添加到參考電壓中以模擬輸出紋波。對(duì)于超低輸出電容ESR（陶瓷電容）應(yīng)用，建議添加一個(gè)15pF的前饋電容（C7），為輸出電壓紋波提供低阻抗路徑，并確保反饋節(jié)點(diǎn)處電壓紋波的相移最小，同時(shí)保持可接受的瞬態(tài)響應(yīng)。

3.3 布局指南

PCB是任何開關(guān)電源的重要組成部分。由于存在大而快速上升/下降的電壓，這些電壓可能通過雜散電容耦合到其他信號(hào)路徑，以及大而快速變化的電流，這些電流可能通過寄生磁耦合相互作用，因此如果在布局設(shè)計(jì)中不最小化和妥善管理這些干擾，轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行可能會(huì)受到顯著影響。高電流路徑中銅跡線的電導(dǎo)不足會(huì)導(dǎo)致功率路徑中的高電阻損耗和電壓誤差。以下是設(shè)計(jì)良好布局的必要指南：

• 用低ESR陶瓷電容（X5R或X7R更好的介電材料）盡可能靠近VIN引腳將VIN引腳旁路到GND引腳。
• 高電流連接（VIN、SW和GND）使用短、寬且直接的跡線。
• 保持BOOT - SW電壓路徑盡可能短。
• 將反饋電阻盡可能靠近對(duì)噪聲敏感的FB引腳放置。
• 最小化VIN引腳、旁路電容連接和SW引腳形成的環(huán)路面積和路徑長度。

四、總結(jié)

SGM61137作為一款高性能的同步降壓轉(zhuǎn)換器，具有寬輸入電壓范圍、高輸出電流能力、多種工作模式和完善的保護(hù)功能等優(yōu)點(diǎn)。在應(yīng)用設(shè)計(jì)中，合理選擇外部元件和優(yōu)化PCB布局是確保系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的關(guān)鍵。通過本文的介紹，相信大家對(duì)SGM61137有了更深入的了解，希望在實(shí)際設(shè)計(jì)中能夠充分發(fā)揮其優(yōu)勢(shì)，為電子系統(tǒng)提供可靠的電源解決方案。大家在使用SGM61137的過程中，有沒有遇到過什么問題或者有什么獨(dú)特的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)?zāi)兀繗g迎在評(píng)論區(qū)分享交流。