作者簡介

趙陽（1991），男，工學碩士，英飛凌工業與基礎設施業務部門應用工程師，主要從事電力電子技術方面的研究工作。

候增全（1997），男，工學碩士，英飛凌工業與基礎設施業務部門應用工程師，主要從事電力電子技術方面的研究工作。

摘要

目前應用于儲能系統的電芯技術正在快速發展，單體容量從280Ah升級至300+Ah，儲能PCS的功率也隨之不斷提升。IGBT器件作為PCS系統中的核心部件，應用中的設計要點和輸出能力的準確評估決定了PCS的性能表現。本文通過實驗對比驗證了功率器件在應用設計中的關鍵因素，包括功率回路雜感的布局優化，柵極電阻對于關斷電壓尖峰的影響和RC吸收電路對于電壓應力的抑制效果。另外，針對儲能國標對儲能系統的穩態，故障穿越及過載能力結合仿真對輸出能力進行分析，并對比了SVPWM和DPWM調制算法在有功和無功模式下輸出能力的差異。

1

引言

近年來，隨著光伏、風能等新能源快速發展，其波動性和大規模接入對電網穩定運行的影響已不容忽視。儲能系統由于可以平滑和穩定電壓，參與峰值功率調節，有利于減少新能源帶來的電力波動和改善電能質量，因此在源網側得到了廣泛應用和快速發展。目前1500V直流電壓等級的200kW+的PCS既可以作為組串式方案在電站式儲能中做為一簇一管理的模塊化方案，也可以在工商業儲能中作為高集成度方案。

本文基于Infineon在200kW+功率段推出的EconoPACK封裝的三電平功率模塊，對其功率回路雜感電感的優化布局，柵極電阻對于關斷電壓尖峰的影響等設計要點進行了分析驗證。另外，結合仿真對不同應用工況和有功無功模式下的輸出能力和調制算法進行了分析。

2

儲能變流器PCS簡介

2.1

儲能變流器PCS

儲能變流器PCS（Power Conversion System）是一種雙向的電能變換裝置，可進行交流/直流和直流/交流轉換，主要作用是將電池中存儲的直流電轉換為電網或負載需要的交流電，在需要存儲能量時，將交流電轉換為直流電將能量存儲至電池中， PCS作為儲能系統的核心設備，其性能和應用直接影響著儲能系統的整體穩定性和效率。

目前儲能系統中的電芯技術正在快速發展和迭代，儲能電芯的單體容量從280Ah升級至300+Ah，儲能PCS的功率也隨之不斷升級。目前大功率的儲能PCS主要分為集中式和組串式。主流PCS多采用1000V和1500V母線電壓，本文所述的單個200kW+的模塊可以作為組串式方案在電站式儲能中做為一簇一管理的模塊化方案，也可以在工商業儲能中作為高集成度方案，該功率段普遍采用的是直流1500V系統，交流側電壓為690V，多采用三電平拓撲的方案。

2.2

功率模塊方案

PCS中最核心的部分為功率器件，其很大程度上決定了PCS的效率和功率密度等關鍵參數。基于目前的市場需求，Infineon在200kW+的功率段推出基于EconoPACK封裝的功率模塊，是一款已經得到廣泛應用的標準封裝，且內部的芯片組合和拓撲結構可以根據實際需要靈活調整。在儲能1500V系統中，上述模塊可以在典型的風冷工況下實現200kW+的輸出功率。

圖1. 第七代IGBT H7芯片關鍵參數對比

模塊內部搭配了最新的IGBT和Diode芯片技術。如圖1所示，Infineon 1200V TRENCHSTOP IGBT7-H7芯片針對無短路情況的應用，將Vce(sat)和E(total)進行了優化，相比上一代高速芯片H3靜態和動態性能都得到了大幅優化，可以將器件損耗降至最低水平，提高系統整體效率。

3

功率器件的應用要點

3.1

功率回路雜散電感的優化措施

在實際的應用設計中，由于功率回路的雜散電感等寄生參數會極大影響器件的開關特性，因此PCB布板的雜感優化環節尤為重要。

在功率器件外圍電路中，通常會連接支撐電容以及高頻電容，支撐電容主要為系統提供穩定的直流電壓，高頻電容提供功率器件瞬態時所需的能量；由于功率器件開關時的瞬態能量是從高頻電容中抽取，因此高頻電容布局的差異會對整個功率回路的雜散電感有較大影響。

圖2. 模塊拓撲及連接端子示意圖

圖2為本文所述功率模塊NPC1拓撲及外圍連接端子示意圖，可以看到P/N/M1/M2端子位于模塊的一側，便于布置直流側器件和PCB走線。

功率器件換流回路的雜感主要包括幾個部分：高頻電容自身的雜感、高頻電容和模塊之間的連接雜感、模塊內部端子的連接雜感、DCB和綁定線的雜感；模塊內部雜感可以通過合理的布局做到最優的均衡，針對模塊外部的雜感優化，一方面可以對PCB各層的鋪銅之間進行疊層設計，盡可能將磁場進行交疊以減小雜感，另外可通過緊密布置電容位置以減少功率回路的長度，同時將各個高頻電容的正負極方向進行交疊放置，此布置方式可以使兩電容流過的電流反向進一步降低功率回路雜感。

圖3. PCB布局方式一

圖4. PCB布局方式二

圖3和圖4為都采用四層板的布局方式，Top layer和Inner2 layer分別布置P和N的鋪銅區域，Inner1 layer層和Bottom layer層布置M1和M2的鋪銅區域，通過大面積的交疊鋪銅減小功率回路的雜感，另外通過高頻電容正負極采用交錯放置的方式以抵消磁場。兩種方式的主要區別在于功率回路鋪銅交疊面積的大小，第一種布局方式為實現在板上開孔進行電流測量，功率回路鋪銅的面積相較于第二種減小許多，換流路徑也有所增加，兩種不同的布局方式會極大影響功率回路的雜散電感大小。

通過雙脈沖測試對所述的兩種不同布局方式對雜感的影響進行驗證，根據三電平的運行模態，存在四種換流路徑，即逆變狀態的T1/D5和T4/D6。以及整流狀態的T3/D1和T2/D4，選取其中兩種典型換流路徑T4/D6和T3/D1計算相應雜感。

在雙脈沖測試的開通瞬態時，其中集電極電流的上升產生了電流變化率di/dt，換流回路中的雜散電感感應電壓導致集-射極電壓波形出現電壓降ΔVce，因此可通過Ls=ΔVce/(di/dt)計算回路雜感。

圖6. 布局方案一的功率回路雜散電感

圖7. 布局方式二的功率回路雜散電感

圖6和圖7分別對應圖3和圖4中PCB布局方式下T3/D1換流路徑下T3開通時刻的波形，同理可以測量T4/D6的開關波形，讀取后可以得到下表1的數據。

表1. 不同布局方式下各換流路徑的雜感

采用第二種布局方式，T3/D1和T4/D6換流路徑的雜感分別為24.3 nH和12.0nH，相較于第一種布局方式的51.2nH和37.2nH得到了較大的優化提升，有利于降低器件關斷時的電壓尖峰和高頻振蕩。

3.2

柵極電阻與關斷電壓尖峰的非線性關系

隨著儲能PCS的功率不斷升級，母線電壓等級也逐漸抬升，對于IGBT器件關斷時刻的電壓應力也有較大的挑戰。在實際的應用設計中，可以通過調整柵極電阻減緩關斷速度以降低電壓尖峰，但相應的關斷損耗會隨之增加。本文所述模塊內的英飛IGBT7溝槽型高速芯片，外部柵極關斷電阻的大小對于芯片的關斷速度控制呈現出和傳統IGBT芯片不同的特性[1,2]。

圖8. 不同關斷電阻下的關斷尖峰波形

圖9. 關斷電阻與電壓尖峰和關斷損耗的關系

圖9的測試工況為Tc=25℃，1/2Udc=500V，Ic=300A，Vge=＋15V/-8V，Rg=3.3~25Ω。從圖中可以看出，隨著Rg從3.3Ω逐漸增加至25Ω，器件的關斷電壓尖峰應力呈現先上升后逐漸下降的趨勢，關斷損耗Eoff在11Ω之前差異不大，在11Ω之后逐漸增加。在實際使用時，若系統功率回路雜感優化的較為完善，在滿足系統電壓應力降額的情況下，可以通過降低柵極電阻從而減小關斷的電壓尖峰，同時可以獲得關斷損耗Eoff降低帶來的收益。

3.3

RC吸收電路

實際三電平逆變器的應用中，如果關斷的電壓尖峰過大，若通過增加柵極電阻Rgoff的方式降低電壓尖峰，同步增加的關斷損耗無法實現系統的功率需求時，可以通過增加RC吸收電路進行抑制電壓尖峰。

在NPC1三電平拓撲中，對T2和T3兩端各自并聯吸收電路，使用4.5Ω電阻，串聯2nF的聚丙烯電容，工況為Tc=25℃，1/2Udc=600V，Ic=500A，Vge=＋15V/-8V，Rg=3.3~25Ω，測試對電壓尖峰的吸收效果和損耗的變化趨勢。

圖10 RC電路對于電壓尖峰和損耗的影響

從圖10中可以看出，在尖峰應力較大時，RC吸收電路對于電壓應力有不錯的吸收效果，降低了約100V左右的電壓應力，在尖峰應力較小時，RC吸收電路對于電壓應力的吸收效果減弱，從損耗角度看，不同的關斷電阻下關斷損耗沒有大幅度的增加，因此增加RC電路可以在降低電壓尖峰的同時不增加過大的關斷損耗，對極限工況下的應力吸收具有明顯的收益。

4

儲能系統中功率器件仿真分析

4.1

穩態工況功率器件仿真分析

4.1.1儲能國標對穩態工況的要求

根據GB/T 34120-2023《電化學儲能系統儲能變流器技術要求》8.1.1.1節功率輸出范圍的規定[3]，儲能變流器在交流端口額定電壓、額定功率時，有功功率和無功功率的輸出范圍應（宜）在圖11所示實（虛）線框內四象限動態可調。

圖11 儲能變流器功率輸出范圍

8.1.2過載能力中要求：額定電壓下交流端口在110%額定電流下持續運行電流應不低于10min; 在120%額定電流下，持續運行電流應不低于1min。

4.1.2有功和無功模式下SVPWM和DPWM1調制方式輸出能力分析

SVPWM可以等效為在SPWM正弦調制波基礎上疊加一定幅度的三角波，提高了調制比和直流電壓利用率，因而在電力電子中得到廣泛應用。DPWM通過減少開關動作來降低功率器件的開關損耗和結溫，可以用于提升變流器的輸出能力。DPWM根據零矢量的不同分配有不同的調制方式，其中DPWM1在變流器調制方式中被廣泛應用。

1）當DPWM1應用于有功模式，在逆變和整流運行時，相比SVPWM，DPWM1在峰值電流附近時功率器件導通，不產生開關損耗，器件損耗和結溫得以降低，輸出電流能力更大[4]。SVPWM和DPWM1的調制方式如圖12所示。

圖12 SVPWM和DPWM1調制波形

2）當DPWM1應用于無功模式，電流和電壓錯相90度，電流峰值對應零電壓點。NPC1零電平電流路徑為D5-T2和T3-D6。對儲能系統運行工況為1500Vdc, 690Vac輸出時，調制比為0.751，此工況DPWM1調制和D5導通電流波形如圖13所示。

圖13 DPWM1在無功模式下D5導通電流波形

可以看到，無功模式時峰值電流附近，T1會一直保持關斷，D5保持開通，D5在峰值電流附近的導通損耗會增加不少。因此對于無功模式，若使用DPWM1，鉗位二極管D5/D6的損耗和結溫可能會成為瓶頸。一般來說，無功模式使用SVPWM相比DPWM1調制D5/D6熱應力較小，輸出能力更大。

4.2

暫態工況功率器件仿真分析

4.2.1低穿工況功率器件仿真分析

根據GB/T 34120-2023《電化學儲能系統儲能變流器技術要求》8.1.8.1.1低電壓穿越規定見圖14，儲能變流器在交流端口電壓跌落至0時，能不脫網連續運行150ms; 跌落至20%時，能不脫網連續運行625ms；跌落至90%時，能不脫網連續運行2s。 8.1.8.2動態無功支撐中規定，電壓跌落期間無功電流的最大輸出能力不低于額定電流的1.05倍。另外8.1.8.4.1還規定了變流器應具備連續兩次低電壓穿越的能力，相鄰時間間隔宜支持0.2s~2s。

圖14 儲能變流器低壓穿越能力要求

由于低穿工況交流電壓很低，網側交流輸出功率降低，儲能系統瞬時輸入功率會大于輸出功率，造成直流母線電壓的上升。此時國標規定至少輸出1.05倍的額定電流，功率器件的電壓應力會變大。另外此工況調制比很低，意味著零電平電流路徑上功率器件（對應NPC1中D5/D6和T2/T3）的熱應力會很嚴酷。

功率器件D5/D6和T2/T3瞬態熱阻曲線見圖15。對應零穿150ms距到達穩態熱阻時有幾百毫秒；20%低穿到625ms時刻熱阻已接近穩態熱阻值，此時功率器件已接近穩態熱平衡。

圖15 功率器件D5/D6和T2/T3瞬態熱阻曲線

在PLECS中按照圖14所示交流電壓輪廓線和對應時間對低穿工況進行瞬態仿真，無功模式采用SVPWM調制。母線電壓取最大1500Vdc，純容性無功電流為額定電流1.05倍，零穿持續150ms，然后20%低穿持續到625ms。散熱器溫度取90℃，仿真動態結溫見圖16。從圖中可以看到D5/D6在20%

圖16 低壓穿越過程功率器件仿真動態結溫

低穿到625ms結束時已接近熱平衡，最大結溫156℃；其次是T2/T3結溫最高，最大結溫152℃。

4.2.2高穿工況功率器件仿真分析

根據GB/T 34120-2023《電化學儲能系統儲能變流器技術要求》8.1.8.1.2高電壓穿越規定見圖17，儲能變流器在交流端口電壓升高至1.3倍額定電壓時，能不脫網連續運行0.5s; 升高至1.25倍時能不脫網連續運行1s；升高至1.2倍時，能不脫網連續運行10s。8.1.8.2動態無功支撐中規定，電壓升高期間無功電流的最大輸出能力不低于額定電流的1.05倍。另外根據8.1.8.4.2連續低-高電壓穿越規定，變流器應具備連續三次低-高電壓穿越能力。

圖17. 儲能變流器高壓穿越能力要求

由于高穿工況時交流電壓升高，母線直流電壓受變流器控制需求會相應升高，此時國標規定至少輸出1.05倍的額定電流，功率器件的電壓應力會很嚴酷。另外母線電壓升高導致功率器件開關損耗增加，無功模式下NPC1中D5/D6和T2/T3對應其最高損耗和結溫。

在PLECS中按照圖18所示交流電壓輪廓線和對應時間對高穿工況進行瞬態仿真，無功模式采用SVPWM調制。母線電壓最大取1500Vdc，純感性無功電流為額定電流1.05倍。1.3倍高穿持續0.5s，然后1.25倍高穿持續到1s。散熱器溫度取90℃，仿真動態結溫見圖18。從圖中可以看到T2/T3 1.25倍高穿持續到1s時已經熱平衡，最大結溫136.5℃，其次是D5/D6結溫最高，最大結溫127℃。

圖18. 高壓穿越過程功率器件仿真動態結溫

4.2.3構網過載暫態工況功率器件仿真分析

目前儲能變流器對構網的需求也愈發迫切，要求變流器能提供短時的過載輸出能力。IGBT7模塊支持瞬時1min 20%占空比的過載175℃能力，如圖19所示，完美契合構網的要求。

圖19. IGBT7功率模塊過載能力說明

對于250kW儲能系統的1.5倍過載工況，有功模式時采用DPWM1，穩態仿真逆變模式T1/T4最大結溫158.6℃，整流模式T2/T3最大結溫154.8℃，接近175℃結溫上限的90%。無功模式時采用SVPWM，穩態仿真T2/T3最大結溫170.9℃，D5/D6最大結溫153.6℃，小于175℃結溫上限。該250kW儲能系統滿足1.5倍過載短時輸出能力要求。

5

結論

基于二極管鉗位的三電平拓撲有四條環流路徑，工作在整流或無功模式下的PCS變流器需要在長換流路徑下開關。PCB布局設計對IGBT開關器件的電氣應力有較大影響，較好的設計方案有利于降低電壓尖峰并提高系統的效率。不同的調制方式對器件的損耗影響可觀，需要根據具體工況選擇合適的控制方法，即DPWM1適合在有功工況而SVP更適合低調制比下的無功工況。新一代IGBT7芯片適用于對過載有較高要求的系統中，滿足高頻高效的新一代PCS設計。

參考文獻

[1] H. -G. Eckel，K. Fleisch．Turn-off behaviour of high voltage NPT- and FS-IGBT[C]．International Power Electronics and Motion Control Conference, Poznan, Poland, 2008, pp. 48-53．

[2] Y. Onozawa，M. Otsuki，Y. Seki．Investigation of carrier streaming effect for the low spike fast IGBT turn-off[C] IEEE International Symposium on Power Semiconductor Devices and IC's, Naples, Italy, 2006, pp. 1-4．

[3] 國家標準化管理委員會．GB/T 34120-2023 《電化學儲能系統儲能變流器技術要求》[S]．北京：中國標準出版社，2023．

[4] H. Wang，Y. Wang．The Power loss reduction from continuous PWM to discontinuous PWM in a 3L ANPC converter[C] PCIM Asia 2023; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Shanghai, China, 2023, pp. 190-194．