作者簡(jiǎn)介

趙陽(yáng)（1991），男，工學(xué)碩士，英飛凌工業(yè)與基礎(chǔ)設(shè)施業(yè)務(wù)部門應(yīng)用工程師，主要從事電力電子技術(shù)方面的研究工作。

候增全（1997），男，工學(xué)碩士，英飛凌工業(yè)與基礎(chǔ)設(shè)施業(yè)務(wù)部門應(yīng)用工程師，主要從事電力電子技術(shù)方面的研究工作。

摘要

目前應(yīng)用于儲(chǔ)能系統(tǒng)的電芯技術(shù)正在快速發(fā)展，單體容量從280Ah升級(jí)至300+Ah，儲(chǔ)能PCS的功率也隨之不斷提升。IGBT器件作為PCS系統(tǒng)中的核心部件，應(yīng)用中的設(shè)計(jì)要點(diǎn)和輸出能力的準(zhǔn)確評(píng)估決定了PCS的性能表現(xiàn)。本文通過(guò)實(shí)驗(yàn)對(duì)比驗(yàn)證了功率器件在應(yīng)用設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵因素，包括功率回路雜感的布局優(yōu)化，柵極電阻對(duì)于關(guān)斷電壓尖峰的影響和RC吸收電路對(duì)于電壓應(yīng)力的抑制效果。另外，針對(duì)儲(chǔ)能國(guó)標(biāo)對(duì)儲(chǔ)能系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)，故障穿越及過(guò)載能力結(jié)合仿真對(duì)輸出能力進(jìn)行分析，并對(duì)比了SVPWM和DPWM調(diào)制算法在有功和無(wú)功模式下輸出能力的差異。

1

引言

近年來(lái)，隨著光伏、風(fēng)能等新能源快速發(fā)展，其波動(dòng)性和大規(guī)模接入對(duì)電網(wǎng)穩(wěn)定運(yùn)行的影響已不容忽視。儲(chǔ)能系統(tǒng)由于可以平滑和穩(wěn)定電壓，參與峰值功率調(diào)節(jié)，有利于減少新能源帶來(lái)的電力波動(dòng)和改善電能質(zhì)量，因此在源網(wǎng)側(cè)得到了廣泛應(yīng)用和快速發(fā)展。目前1500V直流電壓等級(jí)的200kW+的PCS既可以作為組串式方案在電站式儲(chǔ)能中做為一簇一管理的模塊化方案，也可以在工商業(yè)儲(chǔ)能中作為高集成度方案。

本文基于Infineon在200kW+功率段推出的EconoPACK封裝的三電平功率模塊，對(duì)其功率回路雜感電感的優(yōu)化布局，柵極電阻對(duì)于關(guān)斷電壓尖峰的影響等設(shè)計(jì)要點(diǎn)進(jìn)行了分析驗(yàn)證。另外，結(jié)合仿真對(duì)不同應(yīng)用工況和有功無(wú)功模式下的輸出能力和調(diào)制算法進(jìn)行了分析。

2

儲(chǔ)能變流器PCS簡(jiǎn)介

2.1

儲(chǔ)能變流器PCS

儲(chǔ)能變流器PCS（Power Conversion System）是一種雙向的電能變換裝置，可進(jìn)行交流/直流和直流/交流轉(zhuǎn)換，主要作用是將電池中存儲(chǔ)的直流電轉(zhuǎn)換為電網(wǎng)或負(fù)載需要的交流電，在需要存儲(chǔ)能量時(shí)，將交流電轉(zhuǎn)換為直流電將能量存儲(chǔ)至電池中， PCS作為儲(chǔ)能系統(tǒng)的核心設(shè)備，其性能和應(yīng)用直接影響著儲(chǔ)能系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性和效率。

目前儲(chǔ)能系統(tǒng)中的電芯技術(shù)正在快速發(fā)展和迭代，儲(chǔ)能電芯的單體容量從280Ah升級(jí)至300+Ah，儲(chǔ)能PCS的功率也隨之不斷升級(jí)。目前大功率的儲(chǔ)能PCS主要分為集中式和組串式。主流PCS多采用1000V和1500V母線電壓，本文所述的單個(gè)200kW+的模塊可以作為組串式方案在電站式儲(chǔ)能中做為一簇一管理的模塊化方案，也可以在工商業(yè)儲(chǔ)能中作為高集成度方案，該功率段普遍采用的是直流1500V系統(tǒng)，交流側(cè)電壓為690V，多采用三電平拓?fù)涞姆桨浮?/p>

2.2

功率模塊方案

PCS中最核心的部分為功率器件，其很大程度上決定了PCS的效率和功率密度等關(guān)鍵參數(shù)。基于目前的市場(chǎng)需求，Infineon在200kW+的功率段推出基于EconoPACK封裝的功率模塊，是一款已經(jīng)得到廣泛應(yīng)用的標(biāo)準(zhǔn)封裝，且內(nèi)部的芯片組合和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以根據(jù)實(shí)際需要靈活調(diào)整。在儲(chǔ)能1500V系統(tǒng)中，上述模塊可以在典型的風(fēng)冷工況下實(shí)現(xiàn)200kW+的輸出功率。

圖1. 第七代IGBT H7芯片關(guān)鍵參數(shù)對(duì)比

模塊內(nèi)部搭配了最新的IGBT和Diode芯片技術(shù)。如圖1所示，Infineon 1200V TRENCHSTOP IGBT7-H7芯片針對(duì)無(wú)短路情況的應(yīng)用，將Vce(sat)和E(total)進(jìn)行了優(yōu)化，相比上一代高速芯片H3靜態(tài)和動(dòng)態(tài)性能都得到了大幅優(yōu)化，可以將器件損耗降至最低水平，提高系統(tǒng)整體效率。

3

功率器件的應(yīng)用要點(diǎn)

3.1

功率回路雜散電感的優(yōu)化措施

在實(shí)際的應(yīng)用設(shè)計(jì)中，由于功率回路的雜散電感等寄生參數(shù)會(huì)極大影響器件的開關(guān)特性，因此PCB布板的雜感優(yōu)化環(huán)節(jié)尤為重要。

在功率器件外圍電路中，通常會(huì)連接支撐電容以及高頻電容，支撐電容主要為系統(tǒng)提供穩(wěn)定的直流電壓，高頻電容提供功率器件瞬態(tài)時(shí)所需的能量；由于功率器件開關(guān)時(shí)的瞬態(tài)能量是從高頻電容中抽取，因此高頻電容布局的差異會(huì)對(duì)整個(gè)功率回路的雜散電感有較大影響。

圖2. 模塊拓?fù)浼斑B接端子示意圖

圖2為本文所述功率模塊NPC1拓?fù)浼巴鈬B接端子示意圖，可以看到P/N/M1/M2端子位于模塊的一側(cè)，便于布置直流側(cè)器件和PCB走線。

功率器件換流回路的雜感主要包括幾個(gè)部分：高頻電容自身的雜感、高頻電容和模塊之間的連接雜感、模塊內(nèi)部端子的連接雜感、DCB和綁定線的雜感；模塊內(nèi)部雜感可以通過(guò)合理的布局做到最優(yōu)的均衡，針對(duì)模塊外部的雜感優(yōu)化，一方面可以對(duì)PCB各層的鋪銅之間進(jìn)行疊層設(shè)計(jì)，盡可能將磁場(chǎng)進(jìn)行交疊以減小雜感，另外可通過(guò)緊密布置電容位置以減少功率回路的長(zhǎng)度，同時(shí)將各個(gè)高頻電容的正負(fù)極方向進(jìn)行交疊放置，此布置方式可以使兩電容流過(guò)的電流反向進(jìn)一步降低功率回路雜感。

圖3. PCB布局方式一

圖4. PCB布局方式二

圖3和圖4為都采用四層板的布局方式，Top layer和Inner2 layer分別布置P和N的鋪銅區(qū)域，Inner1 layer層和Bottom layer層布置M1和M2的鋪銅區(qū)域，通過(guò)大面積的交疊鋪銅減小功率回路的雜感，另外通過(guò)高頻電容正負(fù)極采用交錯(cuò)放置的方式以抵消磁場(chǎng)。兩種方式的主要區(qū)別在于功率回路鋪銅交疊面積的大小，第一種布局方式為實(shí)現(xiàn)在板上開孔進(jìn)行電流測(cè)量，功率回路鋪銅的面積相較于第二種減小許多，換流路徑也有所增加，兩種不同的布局方式會(huì)極大影響功率回路的雜散電感大小。

通過(guò)雙脈沖測(cè)試對(duì)所述的兩種不同布局方式對(duì)雜感的影響進(jìn)行驗(yàn)證，根據(jù)三電平的運(yùn)行模態(tài)，存在四種換流路徑，即逆變狀態(tài)的T1/D5和T4/D6。以及整流狀態(tài)的T3/D1和T2/D4，選取其中兩種典型換流路徑T4/D6和T3/D1計(jì)算相應(yīng)雜感。

在雙脈沖測(cè)試的開通瞬態(tài)時(shí)，其中集電極電流的上升產(chǎn)生了電流變化率di/dt，換流回路中的雜散電感感應(yīng)電壓導(dǎo)致集-射極電壓波形出現(xiàn)電壓降ΔVce，因此可通過(guò)Ls=ΔVce/(di/dt)計(jì)算回路雜感。

圖6. 布局方案一的功率回路雜散電感

圖7. 布局方式二的功率回路雜散電感

圖6和圖7分別對(duì)應(yīng)圖3和圖4中PCB布局方式下T3/D1換流路徑下T3開通時(shí)刻的波形，同理可以測(cè)量T4/D6的開關(guān)波形，讀取后可以得到下表1的數(shù)據(jù)。

表1. 不同布局方式下各換流路徑的雜感

采用第二種布局方式，T3/D1和T4/D6換流路徑的雜感分別為24.3 nH和12.0nH，相較于第一種布局方式的51.2nH和37.2nH得到了較大的優(yōu)化提升，有利于降低器件關(guān)斷時(shí)的電壓尖峰和高頻振蕩。

3.2

柵極電阻與關(guān)斷電壓尖峰的非線性關(guān)系

隨著儲(chǔ)能PCS的功率不斷升級(jí)，母線電壓等級(jí)也逐漸抬升，對(duì)于IGBT器件關(guān)斷時(shí)刻的電壓應(yīng)力也有較大的挑戰(zhàn)。在實(shí)際的應(yīng)用設(shè)計(jì)中，可以通過(guò)調(diào)整柵極電阻減緩關(guān)斷速度以降低電壓尖峰，但相應(yīng)的關(guān)斷損耗會(huì)隨之增加。本文所述模塊內(nèi)的英飛IGBT7溝槽型高速芯片，外部柵極關(guān)斷電阻的大小對(duì)于芯片的關(guān)斷速度控制呈現(xiàn)出和傳統(tǒng)IGBT芯片不同的特性[1,2]。

圖8. 不同關(guān)斷電阻下的關(guān)斷尖峰波形

圖9. 關(guān)斷電阻與電壓尖峰和關(guān)斷損耗的關(guān)系

圖9的測(cè)試工況為Tc=25℃，1/2Udc=500V，Ic=300A，Vge=＋15V/-8V，Rg=3.3~25Ω。從圖中可以看出，隨著Rg從3.3Ω逐漸增加至25Ω，器件的關(guān)斷電壓尖峰應(yīng)力呈現(xiàn)先上升后逐漸下降的趨勢(shì)，關(guān)斷損耗Eoff在11Ω之前差異不大，在11Ω之后逐漸增加。在實(shí)際使用時(shí)，若系統(tǒng)功率回路雜感優(yōu)化的較為完善，在滿足系統(tǒng)電壓應(yīng)力降額的情況下，可以通過(guò)降低柵極電阻從而減小關(guān)斷的電壓尖峰，同時(shí)可以獲得關(guān)斷損耗Eoff降低帶來(lái)的收益。

3.3

RC吸收電路

實(shí)際三電平逆變器的應(yīng)用中，如果關(guān)斷的電壓尖峰過(guò)大，若通過(guò)增加?xùn)艠O電阻Rgoff的方式降低電壓尖峰，同步增加的關(guān)斷損耗無(wú)法實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的功率需求時(shí)，可以通過(guò)增加RC吸收電路進(jìn)行抑制電壓尖峰。

在NPC1三電平拓?fù)渲校瑢?duì)T2和T3兩端各自并聯(lián)吸收電路，使用4.5Ω電阻，串聯(lián)2nF的聚丙烯電容，工況為Tc=25℃，1/2Udc=600V，Ic=500A，Vge=＋15V/-8V，Rg=3.3~25Ω，測(cè)試對(duì)電壓尖峰的吸收效果和損耗的變化趨勢(shì)。

圖10 RC電路對(duì)于電壓尖峰和損耗的影響

從圖10中可以看出，在尖峰應(yīng)力較大時(shí)，RC吸收電路對(duì)于電壓應(yīng)力有不錯(cuò)的吸收效果，降低了約100V左右的電壓應(yīng)力，在尖峰應(yīng)力較小時(shí)，RC吸收電路對(duì)于電壓應(yīng)力的吸收效果減弱，從損耗角度看，不同的關(guān)斷電阻下關(guān)斷損耗沒(méi)有大幅度的增加，因此增加RC電路可以在降低電壓尖峰的同時(shí)不增加過(guò)大的關(guān)斷損耗，對(duì)極限工況下的應(yīng)力吸收具有明顯的收益。

4

儲(chǔ)能系統(tǒng)中功率器件仿真分析

4.1

穩(wěn)態(tài)工況功率器件仿真分析

4.1.1儲(chǔ)能國(guó)標(biāo)對(duì)穩(wěn)態(tài)工況的要求

根據(jù)GB/T 34120-2023《電化學(xué)儲(chǔ)能系統(tǒng)儲(chǔ)能變流器技術(shù)要求》8.1.1.1節(jié)功率輸出范圍的規(guī)定[3]，儲(chǔ)能變流器在交流端口額定電壓、額定功率時(shí)，有功功率和無(wú)功功率的輸出范圍應(yīng)（宜）在圖11所示實(shí)（虛）線框內(nèi)四象限動(dòng)態(tài)可調(diào)。

圖11 儲(chǔ)能變流器功率輸出范圍

8.1.2過(guò)載能力中要求：額定電壓下交流端口在110%額定電流下持續(xù)運(yùn)行電流應(yīng)不低于10min; 在120%額定電流下，持續(xù)運(yùn)行電流應(yīng)不低于1min。

4.1.2有功和無(wú)功模式下SVPWM和DPWM1調(diào)制方式輸出能力分析

SVPWM可以等效為在SPWM正弦調(diào)制波基礎(chǔ)上疊加一定幅度的三角波，提高了調(diào)制比和直流電壓利用率，因而在電力電子中得到廣泛應(yīng)用。DPWM通過(guò)減少開關(guān)動(dòng)作來(lái)降低功率器件的開關(guān)損耗和結(jié)溫，可以用于提升變流器的輸出能力。DPWM根據(jù)零矢量的不同分配有不同的調(diào)制方式，其中DPWM1在變流器調(diào)制方式中被廣泛應(yīng)用。

1）當(dāng)DPWM1應(yīng)用于有功模式，在逆變和整流運(yùn)行時(shí)，相比SVPWM，DPWM1在峰值電流附近時(shí)功率器件導(dǎo)通，不產(chǎn)生開關(guān)損耗，器件損耗和結(jié)溫得以降低，輸出電流能力更大[4]。SVPWM和DPWM1的調(diào)制方式如圖12所示。

圖12 SVPWM和DPWM1調(diào)制波形

2）當(dāng)DPWM1應(yīng)用于無(wú)功模式，電流和電壓錯(cuò)相90度，電流峰值對(duì)應(yīng)零電壓點(diǎn)。NPC1零電平電流路徑為D5-T2和T3-D6。對(duì)儲(chǔ)能系統(tǒng)運(yùn)行工況為1500Vdc, 690Vac輸出時(shí)，調(diào)制比為0.751，此工況DPWM1調(diào)制和D5導(dǎo)通電流波形如圖13所示。

圖13 DPWM1在無(wú)功模式下D5導(dǎo)通電流波形

可以看到，無(wú)功模式時(shí)峰值電流附近，T1會(huì)一直保持關(guān)斷，D5保持開通，D5在峰值電流附近的導(dǎo)通損耗會(huì)增加不少。因此對(duì)于無(wú)功模式，若使用DPWM1，鉗位二極管D5/D6的損耗和結(jié)溫可能會(huì)成為瓶頸。一般來(lái)說(shuō)，無(wú)功模式使用SVPWM相比DPWM1調(diào)制D5/D6熱應(yīng)力較小，輸出能力更大。

4.2

暫態(tài)工況功率器件仿真分析

4.2.1低穿工況功率器件仿真分析

根據(jù)GB/T 34120-2023《電化學(xué)儲(chǔ)能系統(tǒng)儲(chǔ)能變流器技術(shù)要求》8.1.8.1.1低電壓穿越規(guī)定見(jiàn)圖14，儲(chǔ)能變流器在交流端口電壓跌落至0時(shí)，能不脫網(wǎng)連續(xù)運(yùn)行150ms; 跌落至20%時(shí)，能不脫網(wǎng)連續(xù)運(yùn)行625ms；跌落至90%時(shí)，能不脫網(wǎng)連續(xù)運(yùn)行2s。 8.1.8.2動(dòng)態(tài)無(wú)功支撐中規(guī)定，電壓跌落期間無(wú)功電流的最大輸出能力不低于額定電流的1.05倍。另外8.1.8.4.1還規(guī)定了變流器應(yīng)具備連續(xù)兩次低電壓穿越的能力，相鄰時(shí)間間隔宜支持0.2s~2s。

圖14 儲(chǔ)能變流器低壓穿越能力要求

由于低穿工況交流電壓很低，網(wǎng)側(cè)交流輸出功率降低，儲(chǔ)能系統(tǒng)瞬時(shí)輸入功率會(huì)大于輸出功率，造成直流母線電壓的上升。此時(shí)國(guó)標(biāo)規(guī)定至少輸出1.05倍的額定電流，功率器件的電壓應(yīng)力會(huì)變大。另外此工況調(diào)制比很低，意味著零電平電流路徑上功率器件（對(duì)應(yīng)NPC1中D5/D6和T2/T3）的熱應(yīng)力會(huì)很嚴(yán)酷。

功率器件D5/D6和T2/T3瞬態(tài)熱阻曲線見(jiàn)圖15。對(duì)應(yīng)零穿150ms距到達(dá)穩(wěn)態(tài)熱阻時(shí)有幾百毫秒；20%低穿到625ms時(shí)刻熱阻已接近穩(wěn)態(tài)熱阻值，此時(shí)功率器件已接近穩(wěn)態(tài)熱平衡。

圖15 功率器件D5/D6和T2/T3瞬態(tài)熱阻曲線

在PLECS中按照?qǐng)D14所示交流電壓輪廓線和對(duì)應(yīng)時(shí)間對(duì)低穿工況進(jìn)行瞬態(tài)仿真，無(wú)功模式采用SVPWM調(diào)制。母線電壓取最大1500Vdc，純?nèi)菪詿o(wú)功電流為額定電流1.05倍，零穿持續(xù)150ms，然后20%低穿持續(xù)到625ms。散熱器溫度取90℃，仿真動(dòng)態(tài)結(jié)溫見(jiàn)圖16。從圖中可以看到D5/D6在20%

圖16 低壓穿越過(guò)程功率器件仿真動(dòng)態(tài)結(jié)溫

低穿到625ms結(jié)束時(shí)已接近熱平衡，最大結(jié)溫156℃；其次是T2/T3結(jié)溫最高，最大結(jié)溫152℃。

4.2.2高穿工況功率器件仿真分析

根據(jù)GB/T 34120-2023《電化學(xué)儲(chǔ)能系統(tǒng)儲(chǔ)能變流器技術(shù)要求》8.1.8.1.2高電壓穿越規(guī)定見(jiàn)圖17，儲(chǔ)能變流器在交流端口電壓升高至1.3倍額定電壓時(shí)，能不脫網(wǎng)連續(xù)運(yùn)行0.5s; 升高至1.25倍時(shí)能不脫網(wǎng)連續(xù)運(yùn)行1s；升高至1.2倍時(shí)，能不脫網(wǎng)連續(xù)運(yùn)行10s。8.1.8.2動(dòng)態(tài)無(wú)功支撐中規(guī)定，電壓升高期間無(wú)功電流的最大輸出能力不低于額定電流的1.05倍。另外根據(jù)8.1.8.4.2連續(xù)低-高電壓穿越規(guī)定，變流器應(yīng)具備連續(xù)三次低-高電壓穿越能力。

圖17. 儲(chǔ)能變流器高壓穿越能力要求

由于高穿工況時(shí)交流電壓升高，母線直流電壓受變流器控制需求會(huì)相應(yīng)升高，此時(shí)國(guó)標(biāo)規(guī)定至少輸出1.05倍的額定電流，功率器件的電壓應(yīng)力會(huì)很嚴(yán)酷。另外母線電壓升高導(dǎo)致功率器件開關(guān)損耗增加，無(wú)功模式下NPC1中D5/D6和T2/T3對(duì)應(yīng)其最高損耗和結(jié)溫。

在PLECS中按照?qǐng)D18所示交流電壓輪廓線和對(duì)應(yīng)時(shí)間對(duì)高穿工況進(jìn)行瞬態(tài)仿真，無(wú)功模式采用SVPWM調(diào)制。母線電壓最大取1500Vdc，純感性無(wú)功電流為額定電流1.05倍。1.3倍高穿持續(xù)0.5s，然后1.25倍高穿持續(xù)到1s。散熱器溫度取90℃，仿真動(dòng)態(tài)結(jié)溫見(jiàn)圖18。從圖中可以看到T2/T3 1.25倍高穿持續(xù)到1s時(shí)已經(jīng)熱平衡，最大結(jié)溫136.5℃，其次是D5/D6結(jié)溫最高，最大結(jié)溫127℃。

圖18. 高壓穿越過(guò)程功率器件仿真動(dòng)態(tài)結(jié)溫

4.2.3構(gòu)網(wǎng)過(guò)載暫態(tài)工況功率器件仿真分析

目前儲(chǔ)能變流器對(duì)構(gòu)網(wǎng)的需求也愈發(fā)迫切，要求變流器能提供短時(shí)的過(guò)載輸出能力。IGBT7模塊支持瞬時(shí)1min 20%占空比的過(guò)載175℃能力，如圖19所示，完美契合構(gòu)網(wǎng)的要求。

圖19. IGBT7功率模塊過(guò)載能力說(shuō)明

對(duì)于250kW儲(chǔ)能系統(tǒng)的1.5倍過(guò)載工況，有功模式時(shí)采用DPWM1，穩(wěn)態(tài)仿真逆變模式T1/T4最大結(jié)溫158.6℃，整流模式T2/T3最大結(jié)溫154.8℃，接近175℃結(jié)溫上限的90%。無(wú)功模式時(shí)采用SVPWM，穩(wěn)態(tài)仿真T2/T3最大結(jié)溫170.9℃，D5/D6最大結(jié)溫153.6℃，小于175℃結(jié)溫上限。該250kW儲(chǔ)能系統(tǒng)滿足1.5倍過(guò)載短時(shí)輸出能力要求。

5

結(jié)論

基于二極管鉗位的三電平拓?fù)溆兴臈l環(huán)流路徑，工作在整流或無(wú)功模式下的PCS變流器需要在長(zhǎng)換流路徑下開關(guān)。PCB布局設(shè)計(jì)對(duì)IGBT開關(guān)器件的電氣應(yīng)力有較大影響，較好的設(shè)計(jì)方案有利于降低電壓尖峰并提高系統(tǒng)的效率。不同的調(diào)制方式對(duì)器件的損耗影響可觀，需要根據(jù)具體工況選擇合適的控制方法，即DPWM1適合在有功工況而SVP更適合低調(diào)制比下的無(wú)功工況。新一代IGBT7芯片適用于對(duì)過(guò)載有較高要求的系統(tǒng)中，滿足高頻高效的新一代PCS設(shè)計(jì)。

參考文獻(xiàn)

[1] H. -G. Eckel，K. Fleisch．Turn-off behaviour of high voltage NPT- and FS-IGBT[C]．International Power Electronics and Motion Control Conference, Poznan, Poland, 2008, pp. 48-53．

[2] Y. Onozawa，M. Otsuki，Y. Seki．Investigation of carrier streaming effect for the low spike fast IGBT turn-off[C] IEEE International Symposium on Power Semiconductor Devices and IC's, Naples, Italy, 2006, pp. 1-4．

[3] 國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)化管理委員會(huì)．GB/T 34120-2023 《電化學(xué)儲(chǔ)能系統(tǒng)儲(chǔ)能變流器技術(shù)要求》[S]．北京：中國(guó)標(biāo)準(zhǔn)出版社，2023．

[4] H. Wang，Y. Wang．The Power loss reduction from continuous PWM to discontinuous PWM in a 3L ANPC converter[C] PCIM Asia 2023; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Shanghai, China, 2023, pp. 190-194．