本文以SGM61630為例，系統闡述了將Buck變換器重構為反向Buck-Boost變換器的設計方法，以生成穩定的負電源軌。本文通過拓撲連接調整、電壓電流應力分析和輔助功能設計闡述了設計流程。最后，設計實例驗證了24V輸入至-15V/1.5A輸出的可行性。本文為工程師提供了從理論推導到實踐驗證的設計流程。

01引言

許多精密系統（如醫療電子設備、測試測量儀器）需穩定的負電壓供電，同時要求輸入與輸出共地。反向Buck-Boost變換器可完美滿足這一需求，它不僅能實現升壓/降壓功能，還可反轉輸出電壓極性。通過調整功率級電路的拓撲連接與反饋網絡參數，任意常規Buck變換器均可重構為反向Buck-Boost變換器。本文以SGM61630為例，詳細闡述其重構方法與設計要點。該方案適用于同步整流和非同步整流架構的反向Buck-Boost變換器實現。

02反向Buck-Boost變換器原理

2.1 拓撲重構與連接方式

如圖1所示為Buck變換器的基本拓撲結構。Buck配置中，輸出正極（VOUT）連接到電感器，輸出負極連接到Buck IC的GND引腳。

反向Buck-Boost拓撲與Buck拓撲非常相似，如圖2所示為Buck變換器重構為反向Buck-Boost變換器的連接方式。由圖2可知，將Buck變換器的輸出正極配置為反向Buck-Boost變換器的系統地（System GND），而“IC GND”變成了輸出負極（-VOUT），在輸入電源和系統地之間增加了一個額外的輸入電容CIN。需注意，反向Buck-Boost變換器的連接方式中，IC GND與輸出負壓直接相連，這會對Buck IC引腳的電壓應力產生影響，相關控制引腳外部電路需重新設計，詳見“3輔助功能”章節的說明。

圖1 Buck變換器基礎拓撲

圖2 反向Buck-Boost變換器拓撲

經過上述步驟，實現了反向Buck-Boost變換器的重構：MOSFET導通時，功率二極管截止，電感兩端的電壓應力為VIN，電感電流上升，此時輸出電容COUT給負載提供能量，如圖3(a)所示；MOSFET關斷時，功率二極管導通，電感兩端的電壓應力為-VOUT，電感電流下降，此時電感電流給負載提供能量，如圖3(b)所示。可得連續模式時占空比D為：

圖3 反向Buck-Boost變換器原理

2.2 電壓與電流應力分析

將Buck IC配置為反向Buck-Boost變換器需要特別注意電壓要求。由圖2可知，Buck IC的VIN和GND引腳上的電壓差等于電源模塊的輸入電壓加上輸出電壓（VMAX=VIN+VOUT）。例如從+24V的輸入轉換到-15V的輸出，需要輸入電壓范圍至少覆蓋39V的Buck IC。當MOSFET導通時，功率二極管兩端的電壓應力同樣為輸入電壓加上輸出電壓（VMAX=VIN+VOUT），功率二極管選型時需考慮該電壓應力。

如圖2所示，跨接于VIN與-VOUT之間的電容CIO承受的電壓應力同樣為VIN+VOUT。但值得注意的是，如果VIN是快速上電，在上電瞬間會產生瞬態電流，其路徑為：VIN→CIO→IC GND→功率二極管→電感→System GND。該瞬態電流對電路可能產生以下影響：①瞬態電流流過功率二極管（或同步Buck IC的體二極管）時會導致SW節點電位被拉低至IC GND以下，對于SW相對IC GND的額定電壓較小的器件，這種負壓瞬態可能使器件損壞；②瞬態電流流過功率電感會產生感應電動勢，二極管和感應電動勢的共同作用使VOUT上存在一個瞬態正向電壓。因此，基于上述兩點瞬態電壓的防護和Buck IC VIN引腳去耦的折中考慮，建議CIO電容不要太大，一般推薦0.1μF。

Buck變換器配置時，在MOSFET的導通和關斷期間電感總是向負載提供電流，因此Buck變換器的平均電感電流等于輸出電流。然而，在反向Buck-Boost變換器配置中，電感上的能量僅在MOSFET關斷期間通過二極管傳遞到負載，兩種拓撲結構下電感電流計算公式如表1所示。

表1 Buck拓撲和Buck-Boost拓撲電感電流對比

由表1可以看出，相同負載下，反向Buck-Boost變換器的電感電流峰值更大，重構時需注意電感電流峰值不要超過Buck IC規格書中的峰值電流限值。

以SGM61630為例的具體計算，請參考“4設計實例”章節的說明。

03輔助功能

在反向Buck-Boost變換器配置中，IC GND與輸出負壓直接相連，由于Buck IC的所有控制信號電平都參考IC GND，此時若需在系統中使用這些功能，則需要平移控制信號參考電平到系統地。

3.1 使能信號接口設計

如果不要求系統控制使能信號，可將EN引腳通過電阻上拉到VIN。如果要求系統控制反向Buck-Boost變換器的使能功能，則需要一個簡單的電平轉換電路，如圖4所示。

圖4 EN電平轉換電路

SYS_EN提供足夠高的正向電壓使Q1導通時，Q2的柵極通過Q1接地使得Q2的柵源電壓（VGS）變為負壓，從而Q2導通。此時，輸入電壓（VIN）通過電阻分壓器連接到EN引腳，從而啟用設備。需注意，在啟用和禁用兩種狀態下，須確保Q2的柵漏電壓（VGD）和柵源電壓（VGS）始終處于MOSFET的額定范圍內。以SGM61630為例，圖4中設置REN1=REN2=R1=100kΩ；圖5則展示了系統控制反向Buck-Boost變換器使能和禁用的波形圖，測試條件為20V輸入，-15V/1.5A輸出。

圖5 反向Buck-Boost變換器使能和禁用波形

如果要求使用EN引腳配置反向Buck-Boost變換器的UVLO，可在EN引腳處設置電阻分壓器如圖6所示。

圖6 EN分壓電路

開啟電壓VSTART保持不變，因為當反向Buck-Boost變換器啟動時，通常沒有負的輸出電壓。

反向Buck-Boost變換器啟動后，關斷電壓VSTOP需考慮負的輸出電壓：

以SGM61630為例，VENH=1.17V，VENL=1.12V，設置REN1=430kΩ，REN2=30kΩ，I1=1μA，I2=3.7μA，-VOUT=-15V。則開啟電壓為VSTART=17.51V，關斷電壓為VSTOP=0.15V。

3.2 同步信號接口設計

對于有SYNC輸入引腳的Buck芯片，如果要求反向Buck-Boost變換器與外部信號同步，則需要一個簡單的電平轉換器，如圖7所示。

圖7 同步信號電平轉換電路

SYS_SYNC為高電平時，Q1導通，VIN通過電阻分壓器（R1、R2）給Q2提供驅動電壓VGS，Q2導通，VIN通過VIN到-VOUT的電阻分壓器（RSYNC1、RSYNC2）將SYNC引腳拉高。注意，SYNC引腳的最大額定電壓較小，需要添加穩壓管ZD1保護芯片不被損壞。考慮到功耗影響，VIN到System GND的電阻分壓器的阻值不能過小，因此在同步頻率較高的場景Q2應選擇驅動電荷QG較小的P-MOSFET。

SYS_SYNC為低電平時，Q1關斷，隨后Q2關斷，Q2關斷后SYNC引腳通過RSYNC2下拉到-VOUT。由于穩壓管ZD1存在結電容Cj，會導致同步有效信號和SW上升沿之間額外的延時tdelay。（這里不包含芯片本身的電路延時）。

以SGM61630為例，圖7中設置R1=499Ω，R2=1kΩ，RSYNC1=1kΩ，RSYNC2=200Ω；這顆Buck IC同步機制為SW上升沿與SYNC下降沿同步。SYS_SYNC下降沿關斷Q2，Q2截止后Cj通過RSYNC2放電。當SYNC引腳的電壓由ZD1的穩壓值VZ放電至SYNC引腳低電平閾值VSYNC_L時功率管打開，因此造成SW上升沿滯后于SYS_SYNC下降沿，滯后時間為：

由上式可知，有高頻同步需求時應選擇結電容較小的穩壓管，SGM61630同步波形如圖8所示。

圖8 同步波形

3.3 PG信號接口設計

如果系統不需要反向Buck-Boost變換器提供Power Good（PG）標志信號，可將PG引腳浮空。如果系統需要獲取PG信號用于向MCU提示輸出電壓已處于規格范圍內，需要將PG標志信號電平轉換至系統地，轉換電路如圖9所示。

圖9 PG電平轉換電路

當輸出電壓未完全建立時芯片內部Q3導通，PG下拉至-VOUT，此時Q1關斷Q2導通，SYS_PG被下拉到系統地；當輸出電壓完全建立后Q3關斷，PG上拉至-VOUT+VZ，此時Q1導通，Q2的柵源兩端承受負壓而關斷，SYS_PG被上拉到邏輯電平VLOGIC。注意，如果PG引腳的最大額定電壓值較小，當VOUT較大時需要添加穩壓管ZD1保護芯片不被損壞。

以SGM61630為例，圖9中設置R1=R2=100kΩ，R3=10kΩ；圖10則展示了反向Buck-Boost變換器Power on和Power off時SYS_PG的波形圖，測試條件為24V輸入，-15V/0A輸出。

圖10 反向Buck-Boost變換器Power on和Power off波形

04設計實例

本章將基于SGM61630 Demo Board（Buck）[1]進行反向Buck-Boost變換器設計，設計目標如表2所示。

表2 設計目標

4.1 原理圖

反向Buck-Boost變換器的原理圖如圖11所示。

圖11 反向Buck-Boost變換器原理圖

為初步驗證該方案的可行性，可以在Buck拓撲的SGM61630 Demo Board基礎上直接修改連接方式，重構為反向Buck-Boost拓撲，如圖12所示。實際新項目時需要參照Buck-Boost的PCB Layout注意事項重新布線以獲得最佳性能。

圖12 用Buck Demo直接構建反向Buck-Boost變換器的連接方式

注意：

1) 斷開原輸入電容C1、C1A和C1B下側端口與IC GND的連接，重新連接于L1左側焊盤(System GND)。重新連線要盡量短，以減小寄生電感對輸入電壓的影響。

2) Demo板上“VIN”和“VOUT”之間加24V電源；Demo板上“VOUT”和“GND”之間加電子負載。

3) 將電感更換為22μH。

4.2 關鍵參數計算

反向Buck-Boost變換器的占空比為：

為便于評估芯片VIN和SW引腳耐壓以及相關外圍器件選擇，計算降壓調節器的電壓應力VMAX=VIN+VOUT=39V；

為平衡電感體積和變換器效率，選擇電感電流紋波比為0.35，可得電感值為：

在該設計實例中取L=22μH，可得電感電流峰值：

小于SGM61630規格書[2]中ILIMT的最小值3.5A。

反向Buck-Boost變換器存在一個右半平面零點（RHPZ），其在高頻時會提高增益和降低相位，對控制回路的響應產生顯著的負面影響，可能導致系統不穩定。該設計實例滿載（最惡劣情況）時右半平面零點頻率為：

為保證足夠的相位裕度以及系統的穩定性，通常建議設置系統的穿越頻率小于RHPZ頻率的1/4。因此需要降低電感來增加RHPZ頻率，或者增加輸出電容來減小系統的穿越頻率。特別需要指出的是，在反向Buck-Boost變換器架構中，相位補償網絡的前饋電容需謹慎添加。雖然前饋電容能夠提升相位裕度，但會同步引起幅頻特性增益曲線上移，這將導致穿越頻率向RHPZ頻率遷移，從而引發潛在的系統穩定性風險。

為滿足系統的穿越頻率小于RHPZ頻率的1/4，在該設計實例中，COUT使用兩個47μF/25V X5R電容并聯。

4.3 測試結果

圖13 VIN=24V，-15V/1.5A Output，Power On

圖14 VIN=24V，-15V/1.5A Output，Power Off

圖15 24V Input，-15V/0A Output

圖16 24V Input，-15V/1.5A Output

圖17 VIN=24V，-VOUT=-15V，

IOUTfrom 1.5A to 0.7A

圖18 VIN=24V，-VOUT=-15V，

IOUTfrom 0.7A to 1.5A

圖19 VIN=24V，-15V/0A Output，SCP Entry

圖20 VIN=24V，-15V/0A Output，SCP Recovery

05總結

將Buck變換器重構為反向Buck-Boost變換器需遵循以下步驟：

1) 計算變換器承受的最大電壓：VIN+VOUT。

2) 使用表1計算最大電感電流。

3) 選擇合適的Buck型IC（滿足電壓應力和電流應力要求）。

4) 參考數據手冊確定頻率設置電阻、反饋分壓器等元件規格。

5) 評估是否需要輔助電路或電平轉換電路等附加設計。

6) 作為初步驗證，在Buck現有Demo上按圖12建立連接：

a) 將Buck電路正輸出端重新定義為系統地；

b) 將Buck電路的IC GND節點作為負電壓輸出端；

c) 輸入正極保持不變。

7) 實施設計時需特別注意：

a) 重點優化輸入/輸出電容布線；

b) 確保反饋（FB）信號路徑質量；

c) SW節點走線應盡量短，并遠離敏感信號路徑。

參考資料

[1]SG Micro Corp. SGM61630 Demo Board Test Report [EB/OL]. https://www.sg-micro.com/evm-detail/EVKIT-SGM61630.

[2]SG Micro Corp. SGM61630 Datasheet [EB/OL]. (2023-12). https://www.sg-micro.com/rect/assets/2e4aa3c1-fd17-4b20-ac75-892cfe5f2e56/SGM61630.pdf.

附錄

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