第一部分：系統分析

1、系統框架：

隨著電動汽車的發展，功率MOS管在汽車電子的應用也日益增多，本文就車載OBC中全橋變換器功率MOS管應用及注意事項做簡單記要。

定義：

OBC是車載充電機的簡稱（On Board Charger），主要功能：電網電壓經由地面交流充電樁、交流充電口，連接至車載充電機，給電動電池進行充電。電動汽車的OBC主要由功率電路（PFC+移相全橋/LLC）和控制電路組成，可分為單向OBC和雙向OBC，單向OBC只能給動力電池充電，雙向OBC可以把動力電池的直流電逆變成為家用220V交流電。

OBC基本框架：

全橋 LLC 諧振變換器以能在寬輸入全負載范圍內實現原邊開關管的零電壓開通和副邊整流二極管的零電流關斷，降低了開關損耗，而且變壓器的漏感可作為諧振電感，減小了變換器的體積等優點，成為當前諧振變換器主流。在全橋LLC變換器中需要一個帶有反向快速恢復體二極管的MOSFET，才能獲得更高的可靠性。

2、工作原理

全橋變換電路基本架構：

上圖中，Q1-Q4為主功率開關管，D1-D4，C1-C4 為開關管的體二極管與寄生電容，T 為主功率變壓器，諧振電感 Lr（也可是變壓器的漏感），諧振電容 Cr 和勵磁電感 Lm 組成 LLC 諧振變換器的諧振網絡。

基本工作原理和工作時序：

階段 1 （t0 - t1 ）： 在 t=t0 時刻之前，Q1，Q3 的 寄生反并聯二極管D1，D3 已經導通，因此，在 t=t0 時刻，Q1，Q3 實現零電壓開通。 變壓器原邊承受正向電壓，整流二極管DR1 導通， 為負載提供能量，DR2截止。 此時勵磁電感的電壓被鉗位在 nV0 ，不參與諧振過程，勵磁電流im 線性上升。

階段 2（t1 - t2 ）：在 t=t1 時刻，諧振電流 ir 與勵磁電流 im 相等，整流二極管 DR1 零電流關斷， 輸出側與諧振回路完全脫離，DR1和 DR2 的電流為零，勵磁電感 Lm 不在被鉗位，參與諧振過程，諧振電流 ir 繼續對諧振電容 Cr 充電。

階段 3（t2 - t3 ）：在 t=t2 時刻，開關管 Q1、Q3 關斷，諧振電流ir 對 Q1、Q3 的結電容充電，Q2、Q4 的結電容放電，在 t3 時刻，Q2，Q4 兩端電壓下降到零， 為 Q2，Q4 零電壓開通準備了條件。

階段 4（t3 -t4 ）：開關管 Q1、Q3 仍是關斷狀態，ir 和 im 都在下降，變壓器原邊承受反向電壓，整流二極管 DR2 導通。 勵磁電感的電壓重新被輸出鉗位，所以，退出諧振過程，參與諧振的只有諧振電感 Lr 和諧振電容 Cr 。

階段 5（t4 - t5 ）：在 t=t4 時刻，開關管 Q2，Q4 開通，輸入電壓通過 Lr ，Cr 諧振向負載傳輸能量。 在 t=t5 時刻，諧振電流 ir 與達到勵磁電流 im 相等， 輸出側與諧振回路脫離， 整流二極管DR2 實現零電流關斷，Lm 仍被鉗位，不參加諧振，勵磁電流 i m線性下降。

階段 6（t5 - t6 ）：在 t=t5 時刻，整流二極管 DR2 零電流關斷，輸出側與諧振回路脫離，勵磁電感的電壓不在被鉗位，參與諧振過程。

階段 7（t6 - t7 ）：在 t=t6 時刻，開關管 Q2、Q4 關斷，Q1、Q3 結電容放電。 在 t=t7 時刻，寄生二極管 D1、D3 導通，Q1、Q3 兩端的電壓下降到零， 為開關管 Q1、Q3 的零電壓開通準備了條件。

階段 8（t7 - t8 ）：開關管 Q2、Q4 仍然關斷，整流二極管 DR1導通。 勵磁電感的電壓被輸出鉗位，所以，不參與諧振過程，發生諧振的只有諧振電感 Lr 和諧振電容 Cr 。

工作波形如下：

第二部分：失效模式分析

1、啟動失效模式

在變換器啟動開始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動過程中，這些空電容會使低邊開關的體二極管深度導通。因此流經體二極管的反向恢復電流非常高，致使當高邊開關導通時引起直通問題。

啟動狀態下潛在失效模式簡化圖

在t4~t5時段，MOSFET流過非常大的直通電流，該電流由MOSFET體二極管的反向恢復電流引起。這會產生很大的反向恢復dv/dt，加劇柵極振蕩，嚴重時會擊穿mos。當采用的MOSFET體二極管的反向恢復特性較差時，這種失效機理將會更加嚴重。

啟動狀態時功率MOSFET的測量波形

2、過載失效模式

過載時功率MOSFET的測量波形

變換器正常工作在ZVS區域，但過載時，工作點移動到ZCS區域，并且串聯諧振變換器特性成為主導。過載情況下，開關電流增加，ZVS消失，Lm被反射負載RLOAD完全短路。這種情況通常會導致變換器工作在ZCS區域。ZCS（諧振點以下）嚴重的缺點是：開通時為硬開關，從而導致二極管反向恢復應力。此外，還會增加開通損耗，產生噪聲或EMI。

二極管關斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件下，會產生很高的反向恢復電流尖峰。該大電流會使MOSFET損耗大大增加、發熱嚴重。MOSFET結溫的升高會降低其 dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系統失效。

3、短路失效模式

短路時，MOSFET導通電流非常高（理論上無限高），頻率也會降低。當發生短路時，諧振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發生諧振。短路時次級二極管在CCM模式下連續導通。短路狀態下工作模式幾乎與過載狀態下一樣，但是短路狀態更糟糕，因為流經開關體二極管的反向恢復電流更大。

短路時功率MOSFET的測量波形

第三部分：器件失效原理分析

1、體二極管反向恢復dv/dt

二極管由通態到反向阻斷狀態的開關過程稱為反向恢復。下圖給出了MOSFET體二極管反向恢復的波形。首先體二極管正向導通，持續一段時間。這個時段中，二極管P-N結積累電荷。當反向電壓加到二極管兩端時，釋放儲存的電荷，回到阻斷狀態。在此過程中，反向電流迅速上升并達到峰值，隨后逐漸衰減至零。由于載流子復合需要一定時間，體二極管在反向恢復期間呈現短暫的導通狀態，導致瞬態大電流與高電壓同時存在于器件中，產生顯著的功率應力。這一階段的dv/dt過高會引發較大的位移電流，可能造成柵極電壓抬升，誘發MOSFET誤導通，進而加劇損耗，甚至導致器件熱失效。

體二級管反向恢復時電流和電壓波形

體二級管反向恢復時電流和電壓波形

2、擊穿 dv/dt

另一種失效模式是擊穿dv/dt。它是擊穿和靜態 dv/dt 的組合。功率器件同時承受雪崩電流和位移電流。如果開關過程非常快，在體二極管反向恢復過程中，漏源極電壓可能超過最大額定值。過高的電壓峰值使 MOSFET 進入雪崩擊穿模式。dv/dt 越大，建立起的位移電流就越大。位移電流疊加到雪崩電流后，器件受到傷害，導致失效?；旧希瑢е率У母驹蚴谴箅娏鳌⒏邷囟纫鸬募纳鶥JT導通，但主要原因是體二極管反向恢復或擊穿。實踐中，這兩種失效模式隨機發生，有時同時發生。

第四部分：案例分析

案例1：客戶3.3KW充電機應用

問題點：關斷柵極震蕩嚴重

使用NCE65TF099做LLC電路，輸入直流320V到460V，輸出交流220V，負載15A。

主電路圖：

問題描述：在測試過程中，發現MOS存在關斷震蕩的情況，測試波形如下：

測試發現黃色波形的震蕩產生在MOS管DS向上爬升階段，說明體二極管漏源電壓突然上升，CGD位移電流給QGS充電，柵壓過沖上升。

改進方法：

在MOS管G、D極增加磁珠

加大DS的吸收（222+2.2Ω）

加大MOS的驅動電阻（22Ω），減小MOS的關斷電阻4.7Ω

在GS端并聯電容，最大加大到332,均可有效抑制正端及驅動負電壓。

更改后測試波形：

結論：通過對全橋LLC電路的調整，加大驅動電阻、減小關斷電阻、同時在G、D增加磁珠能有效防止驅動震蕩。

案例2：客戶10KW充電機應用

問題點：上電啟動失效

使用NCE65NF036T做LLC電路，輸入直流320V到460V，輸出交流220V，負載45A。

驅動局部電路圖：

問題描述：器件體二極管反向恢復期間，上下管出現直通。啟動瞬間器件失效，測量波形如下；

改進方法：

開通電阻有原先10ohm調整為 43ohm，關斷用三極管直接下拉。

更改后測量波形：啟動工作正常，未發生直通損壞。

結論：通過調整，加大驅動電阻、減小關斷電阻，降低其開通速度減小di/dt，從而減小體二極管的反向恢復dv/dt，避免柵極驅動電壓抬升過高，導致直通。