在如今的許多應用中，要求的額定輸入電壓超過許多現有DC/DC控制器的VIN最大額定值。對此，傳統的解決辦法包括使用昂貴的前端保護或實現低端柵極驅動器件。這意味著采用隔離拓撲，如反激式轉換器。隔離拓撲通常需要自定義磁性，且與非隔離方法相比，設計復雜性和成本也有所增加。

存在著另一種解決方案，可以通過使用VIN max（最大輸入電壓）小于系統輸入電壓的簡易降壓控制器來解決問題。這是如何實現的呢？

降壓控制器通常來源于參考電位（0V）的偏置電源（圖1a）。偏置電源來自輸入電壓；因此，器件需要承受全部的VIN電位。然而，因為開通P通道金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）所需的柵極驅動電壓在VGS低于VIN，P通道降壓控制器具有參考VIN（圖1b）的柵極驅動電源。關閉P通道MOSFET則僅需簡單地將柵極電壓變為VIN（0V VGS）（圖2）。

圖1：N通道(a)的VCC偏置生成；和P通道控制器(b)


圖2：P通道控制器的柵極驅動

非同步P通道控制器導出其偏置電源以驅動P通道柵極，可帶來巨大的效益，并且可能實現提供懸浮在0V電位以上的虛擬接地。對于N通道高側MOSFET，電壓來自接地的參考電源。這是使用升壓電容器和二極管泵送的電荷，以提供高于VIN源極電位的柵極電壓。使用P通道高側MOSFET可以顯著簡化該問題。要打開P通道MOSFET，柵極電位需要低于VIN的源極電位。因此，電源僅參考VIN，而非上面提到的VIN和接地。

懸浮接地

如何為控制器創建懸浮接地？這很簡單，通過使用射極跟隨器即可實現。圖3所示為這種方案的基本實踐。PNP發射極的電位為Vbe（~0.7V），低于齊納二極管電壓電位（Vz）。實質上，您可以將控制器浮動到VIN，并調節控制器的參考值，以限制VIN與器件接地之間的電壓。

圖3：使用簡易射極跟蹤器方案創建虛擬接地

輸出電壓轉換

這里有一項挑戰需要克服。由于控制器位于虛擬接地（Vz-Vbe），并產生參考接地（0V）電位的降壓輸出電壓，因此如何才能將輸出電壓信號轉換為位于虛擬接地上方的反饋電壓（通常介于0.8V和1.25V之間）？圖4說明了具體的挑戰。

圖4：展示VOUT（參考0V接地）與控制器的反饋電壓（參考虛擬接地）之間電壓電位差的示意圖

要關閉環路，您可以使用一對配對晶體管以實踐圖5所示的電路。一匹配對將反饋信號發送至VIN；另一匹配對產生從VIN到虛擬接地之上電位的電流。

圖5：非同步控制器和使用配對晶體管的饋電實踐的高級原理圖

綜上所述

LM5085是我所述應用的理想選擇，因為它是一個P通道非同步控制器，其VCC偏置電源參考VIN。在傳統應用中，LM5085可承受高達75VIN的輸入電壓。對于輸入瞬態電壓遠高于75V的應用，請考慮此處提出的解決方案，該輸出為12V。

從控制器反饋電壓1.25V開始，使用電流將反饋（Ifb）設置為1mA，使用公式1計算Rfb值：

式中，Rfb = 1.25k。

Rfb1設置電流鏡的參考電流。再次以1mA作為參考電流，并使用公式2，計算Rfb1，以設置輸出電壓：

式中，VOUT= 12V，Rfb1 = 11.3k，Vbe為~0.7V。

當1mA流入Rfb2且發射極電流大致等于集電電流（Ie?Ic）時，設置參考電流Iref2。環路閉合，且電壓將調節到所述的設定電壓。

輸出電壓調節

當瞬態電壓顯著高于LM5085的絕對最大值時，適合應用這一想法。LM5085是一個恒定導通時間（COT）控制器；因此，其導通時間（Ton）與VIN成反比。然而，當將VIN鉗位到LM5085時，Ton將不再隨著VIN（至功率級）的增加而調整，因為器件將具有由齊納二極管設置的固定電壓，而VIN（至功率級）將不斷增大。這將導致頻率下降，因為功率級輸入電壓的增加值超過LM5085的鉗位電壓；因此調節電壓可能會稍微開始增加。因此，為確保以Type 1 紋波注入標準規定紋波注入電壓的大小。最終，確保紋波被制定在可接受的范圍內，以維持穩定性及最小化當紋波增加時的輸出誤差。

示例原理圖

圖6所示為絕對最大VIN額定值為150V的48V電源的示意圖。示例可以在3A條件下提供12VOUT。

圖6：使用LM5085在3A設計時為24V至150VIN（最大）/ 12VOUT

圖7所示為從原型電路板獲得的效率圖，圖中兩大參數為效率（%）和負載電流（A）。

圖7：不同輸入電壓下效率（%）與負載電流（A）的關系

圖8所示為150VIN時的開關節點電壓和電感紋波電流。

圖8：通道1開關節點電壓，通道4電感紋波電流

結論

您可以在系統輸入電壓高于器件最大輸入電壓額定值的應用中使用P通道非同步降壓控制器。該應用的優點在于使用成本較低的控制器，且最大程度地減少了組件數量。