開關穩壓器的占空比經常被認為只與輸入和輸出電壓成比例。但是，當我們仔細查看計算結果時，我們會發現，這個值也反映出了電路損耗。選擇會帶來更多損耗的組件，比如說具有較高DCR的電感器，會導致占空比增加（對于一個降壓轉換器是如此），有可能導致其它組件的額外效率損失。當使用TI的WEBENCH? 電源設計工具來創建一個電源時，此模型的計算結果并不依靠基本理想方程式，而是使用詳細的計算結果，為你顯示組件損耗與占空比小幅變化之間的交互作用。為了對這一點有一個深入的了解，我們來看一看圖1中所示的一個降壓轉換器示例。

圖1.異步降壓轉換器

在一個降壓轉換器中，占空比D被定義為D = Ton/Ts

在這里Ts = 1/開關頻率

Ton = 開關接通時間

當高側電源開關被接通時，電流從輸入流入，流經電感器。當高側開關關閉時，二極管（或者在這個使用同步轉換器的情況下，為低側NMOS開關）被接通，并且電流通過二極管（或低側NMOS開關）循環，這是因為電感器電流不能立即停止。在穩定狀態運行期間，開關的接通和關閉次數是均衡的，以保持所需的輸出電壓。圖2顯示的是，開關接通時間內，電感器電流和流經高側MOSFET的電流上升，反之，在開關關閉時間內，二極管和電感器電流下降。

圖2.降壓轉換器波形。

通過代入，我們能夠獲得一個針對占空比的方程式，它取決于輸入電壓、輸出電壓、和FET與二極管壓降。如果FET和二極管壓降小于輸入和輸出電壓，占空比方程式進一步簡化為Vout與Vin之間的比值。

對于一個理想同步降壓轉換器來說，開關上無壓降或其它損耗，占空比正好為輸入電壓與輸入電壓的比值。

然而，一個同步降壓轉換器內占空比的真實計算涉及高側和低側組件上的電壓。因此，我們回到非理想情況，并且將全部最初項包含在內：

上面方程式中的電壓項與輸入負載電流，Iout，成比例。

通過觀察上述方程式，我們可以得出：

WEBENCH 電源設計工具計算值以這些真實損耗項為基礎。為了研究占空比期間的Vin，Iout，和電感器上DCR的影響，用TI的TPS54325-Q1 4.5V至18V輸入，3A同步降壓轉換器創建了一個設計，其中Vin=11.5-12.5V，在輸出電流為3A時，并且Vout=3.3（請見圖3）。

圖3-TPS54325-Q1同步降壓轉換器，Vin=11.5-12.5V，3A Iout負載時的Vout為3.3V。

圖4-請注意，選用的電感器為TDK SPM6530T-2R2M，它具有2.2uH的電感值，以及19mW的DCR。

圖5-這個設計計算出的運行值，其中包括28.8%的占空比，86.3%的效率值，以及0.22W的電感器功率耗散L Pd。

圖6. WEBENCH? 電源設計工具確認了以下內容：

為了研究DCR對于占空比和效率的影響，我們選擇一個Coilcraft公司的電感器XAL4020-222MB，它的電感值也為2.2uH，但是DCR增加到35mW（圖7）。請在這里查看此設計。

圖7. 選擇Coilcraft電感器XAL4020-222MB，電感值也為2.2uH，但是DCR增加到35mW。

如圖8中所示，隨著DCR的增加，現在的占空比為29.2%，效率下降到84.9%。

圖8.使用DCR為35mW的電感器時的OPval。

為了查看更大的變化量，選擇了具有更高DCR (0.5Ω) 和同樣電感值的定制電感器（圖9）。請在這里查看此設計。

圖9.具有0.50Ω DCR和同樣2.2uH電感值的定制電感器的設置。

需要注意的一點是，目前占空比大幅上升至40%，而效率驟降至57%。效率的下降是因為電感器損耗大幅上升至6.08W。圖10顯示了占空比的急劇增加，以及效率的迅速下降。

圖10.顯示了具有0.50Ω的高DCR的定制電感器影響的效率和占空比圖。

圖11和12總結了一個2.2uH電感器的19mΩ，35mΩ和0.5Ω的3個DCR情況，以及其對于占空比、效率和電感器功率耗散的影響。

圖11.針對3個DCR情況的OpVal比較。

圖12.針對效率、占空比和L Pd的匯總圖。

最后，開關穩壓器必須工作得額外努力，才能在DCR增加時，將輸出電壓保持在需要的水平上，而這也導致了更高的功率耗散損耗。因此，選擇一個具有最小DCR的合適電感器，以便用最優占空比盡可能地提高開關穩壓器的效率十分重要。