“本文假設你對運放的工作原理有一定了解；如果需要復習,可以先閱讀之前關于信號放大的文章：信號放大基礎。”

模擬電路設計中最常見的范式就是復制粘貼。簡單的類比并不足以充分解釋晶體管和運放的行為，而大多數學術教科書又晦澀難懂。 話雖如此，對于運放電路而言，這種習慣的后果已經變得有些滑稽。互聯網上充斥著過時的設計，仍在使用 1968 年開發的LM741：一個冷戰時期的產物。這個芯片70年代的"兄弟們" - TL071和LM324/LM358 - 的情況也好不到哪去。更糟糕的是，這種奇特的現狀現在還被 AI 生成的內容所支撐，比如 "2024年十大運放(更新版)"之類的文章。

實際上，放大器技術在過去五十年取得了巨大進步。現代芯片表現更可預測，使用更方便。例如，它們擺脫了 LM741 的輸入電壓限制，或 LM324 的相位反轉和交越失真問題：

LM324輸出交越失真。來自舊的National Semiconductor數據手冊。

長話短說，如果你正在設計新的運放電路，這里有一些不錯的、21世紀生產的通用型替代品：

Microchip MCP6272：2 MHz帶寬， RRIO， 2-6V， 25mA

Microchip MCP6022：10MHz， RRIO， 2.5-5.5V， 20mA

Texas Instruments OPA2323：20MHz， RRIO， 1.7-5.5V， 65mA ()

Texas Instruments TLV3542：100MHz， RRIO， 2.5-5.5V， 100mA

Texas Instruments OPA2356：200MHz， RR輸出， 2.5-5.5V， 60mA

前兩款芯片有直插(PDIP-8)封裝。其余的采用 SOIC-8 封裝，這是一種用戶友好的封裝形式，可以輕松焊接到價格實惠的轉接板上。它們是合理的低成本選擇。

如果我已經引起了你的注意，請繼續閱讀，了解選擇通用放大器IC時需要注意的要點。

基本直流特性

運放最基本的參數是其供電電壓范圍，其次是最大輸出電流。這些參數通常在數據手冊的開頭就有注明。 但故事并未到此為止。許多早期器件要求信號要遠離供電軌；例如，LM741需要 2-3V 的裕度(headroom)。不符合這個規格的信號會被削波或產生更糟的情況。因此，這些IC通常需要使用雙電源供電：例如，在本來只需要 +5V 的電路中使用 ±15V 電源。 如今，有大量運放可以在單電源 3.3V 或 5V 電路中工作。許多中端器件可以輸出接近全范圍的供電電壓，通常只比供電軌少 20 到 100mV。這類器件被稱為軌到軌輸出(RRO)。如有疑問，可以查看數據手冊中的"共模輸入范圍"或類似參數。 同樣地，相當多的器件接受略低于下軌的輸入電壓，有些甚至可以略高于上電源電壓。這減少了對復雜偏置的需求，在數據手冊中表示為"輸出擺幅"(output swing)。同時具備全范圍輸入和輸出的運放被描述為具有軌到軌 I/O(RRIO)。

應該指出，這種便利是要付出一點代價的。實現軌到軌輸入最常見的內部設計涉及兩個互補輸入級 - 例如，p溝道和n溝道FET。一個級處理大部分輸入范圍，但在接近正電源軌時另一個級接管。由于制造工藝的限制，這些級不可能完全匹配，所以當共模輸入電壓跨過交接點時，輸入失調電壓(VOS)會有輕微變化：

一組TLV9002運放，正電源在2.75V。來自TI規格。

根據你的應用，這種效應可能會影響線性度，特別是在高精度儀器中。不過，一些最新的運放設計 - 如前面提到的OPA2323 - 使用內置DC-DC轉換器(電荷泵)產生更高的內部參考電壓，從而消除了對這種架構的需求。

大多數情況下，運放的 Vin+ 和 Vin- 電壓大致相同，有些器件將此作為明確的輸入約束。例如，OPA1656 在輸入端有保護二極管，所以當電壓差超過約±600mV 時，這些引腳會變為低阻抗：

OPA1656架構細節。來自數據手冊。

不過，大多數器件，包括本文前面推薦的芯片，應該不受這個限制。

輸入級：FET vs 雙極性

標準運放有兩種基本輸入類型：雙極性和場效應(FET)。因為 FET 輸入的行為更直觀，而且這類芯片正在成為主流，我建議堅持使用這個選項，除非你有特殊需求。 FET輸入級的主要優點是在DC時具有始終如一的高阻抗，消除了雙極性設計的一些陷阱。代價是與分立場效應晶體管一樣，輸入有一些不可忽視的電容 - 通常在2-4pF左右。在較高頻率下，可能需要考慮這種電容的影響。在這種情況下，你可能還需要注意PCB和反饋環路中的寄生效應。

與 FET 相比，雙極性輸入級只有在 Vin- 等于 Vin+ 時才有相對較高的阻抗。如果電壓發生偏差，阻抗就會開始下降 - 可能一直降到幾千歐姆(!)。另一方面，雙極性運放可以有更低的輸入電容，這在處理高速信號時可能是一個優勢。

頻率響應

運放最重要的 AC 參數被稱為增益帶寬積(fGBP 或 fGBWP)。標準的、完全補償的器件設計為具有隨信號頻率成比例衰減的內部增益。在 fGBP 時，這個增益降低到 1：

增益-頻率圖(對數刻度)的示例

差分增益的本質在入門文章中經常被誤解。如前所述，運放不關心絕對輸入電壓或你試圖在任何單個輸入引腳和 Vout 之間維持的關系。理論上，這種"單端"信號增益很自由的，可以任意高。 實際上，在具有兩個反饋電阻的傳統電壓-電壓電路的特定情況下，可達到的最大信號增益(主要)等于 fGBP 除以輸入頻率。如果這是你要構建的架構，應該選擇 IC 以在預期信號頻率下保持足夠的增益。

相關的考慮因素是放大器的壓擺率：輸出電壓的最大上升和下降時間。它以 V/μs 等單位給出，應該根據所需的輸出擺幅進行交叉檢查。如果速率太低，即使在帶寬規格內，輸出也可能失真或衰減。

大多被夸大的問題：內部噪聲

FET 放大器的性能通常受兩類噪聲支配：由于晶體管偏置電流隨機變化導致的低頻"閃爍"波動以及在芯片頻率范圍內均勻分布的寬帶熱噪聲：

閃爍(<1kHz)和熱(>1kHz)噪聲，MCP6022。

這個圖中奇特的 nV/√Hz 單位是"噪聲密度"。要獲得 RMS 噪聲電壓，可以將該數值乘以電路通過的帶寬的平方根。例如，如果芯片規格為 eN = 5 nV/√Hz，且你的設計帶寬為100kHz，RMS 電壓計算出約為~1.6μV。峰峰值從技術上講是無法確定的 - 但實際上，如果將 RMS 數值乘以6，你可以很好地近似在示波器屏幕上看到的內容。 這個經驗模型是輸入端等效的的：也就是說，這是你在理想放大器輸入上有一個假設的電壓噪聲源時會看到的情況。在標準電壓-電壓架構中，計算出的噪聲大致按照電阻配置的信號增益被放大。在跨阻(電流-電壓)電路中，噪聲放大在DC 附近并不重要，但最終在較高頻率下達到峰值，因為輸入電容與反饋電阻形成電壓分壓器。 在業余設計中這通常都是過度關注的原因是，大多數現代運放都有不錯的規格，通常在 1kHz 以上約為10 nV/√Hz。這比單個10kΩ電阻貢獻的熱噪聲還要小。換句話說，除非你采取重大措施來控制其他來源，否則運放在這方面的性能很少是主要問題。

公平地說，高速(100MHz+)放大器(如TLV3542或OPA2356)的低頻閃爍波動往往更差。因此，如果你對低頻信號感興趣，較慢的運放是更好的選擇。在完全不能容忍直流漂移的傳感應用中，專門的閃爍補償("零漂移")器件 - 如OPA2388 - 也值得一試。

不用擔心的事項

數據手冊中的大多數其他參數通常可以一帶而過。例如，開環增益(AOL)的確切值幾乎從來都不是真正的問題；輸入失調電壓(VOS)也是如此。無論如何，這些參數在大多數規格中通常只是粗略估計 - 所以如果你在構建高精度儀器，仍然需要使用已知參考來校準讀數。 其他特性可能很重要，但在其類別內的不同設計之間變化不大。特別是，現代運放具有相當不錯的電源紋波抑制比(PSRR)和良好的共模電壓抑制(CMRR) - 但要注意之前提到的 RRIO 問題。

原文參考：https://lcamtuf.substack.com/p/choosing-an-op-amp-for-your-project，并經過校驗、翻譯。

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