今天在群里看到了一張圖，是TI的一個40V~400V非隔離型的高端電流檢測方案的一個原理框圖，這個圖里，比較有意思的一點就是巧妙的利用了穩(wěn)壓二極管改變了運算放大器的共模輸入電壓范圍 。主要使用了一個OPA333，一個高壓PMOS，還有一個INA226。

原理：

由于存在 負反饋 ，運算放大器虛短和虛斷成立，由于“虛短”，所以Vp等于Vn。且 由于“虛斷” ，幾乎沒有電流流進同相輸入端和反相輸入端，所以說Vp=V2成立 。又由于“虛短”，所以說 Vn=Vp=V2 ，所以說 R1兩端的電壓就等于V1-V2(圖中的Vsense)也就是等于電流采樣電阻Rsense上的電壓。又由于MOS屬于壓控型器件，幾乎不會有電流從柵極流入到電阻R2上，所以說，加在R2上的電壓就等于R2*(Vsense/R1) 。由于R2和R1取值相等，所以VR2=Vsense。電流路徑如下所示：

穩(wěn)壓二極管鉗位，改變共模輸入范圍 ，這個是比較值得學(xué)習(xí)借鑒的地方。 OPA333的共模輸入范圍是(V-)-0.1V到(V+)+0.1V，比如說如果5V單電源供電的條件下， OPA233能處理的信號電壓范圍是-0.1V~5.1V，所以說如果我們使用5V單電源給OPA333供電的話，是處理不了上圖的電流檢測的，因為上圖的檢測電壓Vsense上的共模電壓實在是太大了。

然而如果在運算放大器供電的地方嵌入一個穩(wěn)壓二極管，那么OPA333的 供電電壓就變了，變?yōu)榱?00V和394.9V 。隨之，共模輸入電壓范圍也就改變了，變?yōu)榱?94.8V~400.1V ，而這個改變也正 恰恰是高端電流檢測所需要的 。如下圖：

然后再將這個電流轉(zhuǎn)化到R2上，給INA226檢測，是很巧妙的設(shè)計。

選型及PCB設(shè)計

那么這個Rz該如何取值呢?Rz的取值和兩個參數(shù)相關(guān)，第一個是穩(wěn)壓二極管的Izt(在≥Izt的時候穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值才準(zhǔn)確)。第二個是運算放大器的靜態(tài)電流Iq (因為MOS為壓控型器件，運算放大器幾乎不會提供電流在MOS的Cgs充滿電后)。

TI的設(shè)計是這樣的，采用了低功耗的穩(wěn)壓二極管MMSZ4689T1(為防止電阻上的功耗過大)， Izt為50uA，即在50uA的電流下，可以保持穩(wěn)壓5.1V。

運算放大器 OPA333的最大靜態(tài)電流Iq為25uA 。

所以RZ的取值公式為：

公式計算Rz的取值要小于5.26MΩ，TI 取了兩個1.2MΩ的電阻串聯(lián)，以減小單顆電阻的功率 。

我們看下TI的官方設(shè)計原理圖：

關(guān)于 PMOS的選型 ，有兩點要考慮。第一點，就是PMOS的 耐壓值，肯定是要超過400V的，TI選擇了一顆力特的IXTT16P60P，最大耐壓為600V。

第二點就是 MOS的功耗 ( 由于MOS工作在線性區(qū)，所以MOS的功耗一定不可小覷)，假設(shè)流過MOS的電流為8mA，由于MOS兩端的電壓差很大很大，所以功耗會很夸張，所以要 選擇大封裝的，并且PCB上做好散熱 ：

PCB設(shè)計需要注意高壓區(qū)和低壓區(qū)的布局，不要高低壓布局在一起。

采樣電阻部分，走線盡量如下，以便減少走線引入的誤差。