MOS管在電源應用中作為開關用時將會導致一些不可避免的損耗，這些損耗可以分為兩類：

一類為器件柵極驅動損耗。前面我們說過：MOSFET的導通和截止過程包括電容CISS的充電和放電。當電容上的電壓發生變化時，一定量的電荷就會發生轉移；需要一定量的電荷使柵極電壓在0和VDRV之間變化，變化如下圖所示：

這個圖表曲線給出了一個柵極電荷與柵極驅動電壓成函數關系的在最惡劣條件下相對精確的估計。常用來生成這些曲線的參數是器件漏源截止電壓。VDS(off)影響Miller電荷（曲線中平坦曲線下面部分），也就是在整個開關周期中所需的總電荷。在上圖中一旦得到了柵極總電荷，那么柵極電荷損耗就可用下面公式計算：Pgate=VDRV *QG *fDRV；式中VDRV是柵極驅動波形的幅度，fDRV是柵極驅動的頻率。這個公式中的QG *fDRV項，它給出了驅動柵極所需的平均偏置電流。驅動MOSFET的柵極損耗在了柵極的驅動電路上。在每個開關循環中，所需要的電荷必須流經輸出驅動阻抗、外部柵極電阻和內部柵極網格阻抗。這樣的結果是，功率損耗并不取決于電荷流經阻抗元件的快慢。我們可以將驅動功率損耗可表示為：

在上面的方程式中，柵極驅動電路用有阻抗的輸出代替，但這個假設對于金屬半導體的柵極驅動是無效的。當雙極性晶體管在柵極電路驅動中被用到時，輸出阻抗變為非線性的，而且公式將得不到正確的結果。為保險起見，假定柵極阻抗很小（<5）而且大部分損耗浪費在驅動電路中。假如Rgate足夠大，足以使IG低于驅動雙極型的能力，那么絕大部分的柵極功率損耗浪費在Rgate上。

除了柵極驅動功率損耗外，還有由于大電流和大電壓在較短的時間內同時出現造成的傳統意義上的開關損耗。為了保證開關損耗最小，這個持續的時間間隔必須盡量得小。觀察MOSFET的導通和截止過程，應該減小開關過程中第2和第3個階段的時間（無論是導通過程還是截止過程）。這個間隔是MOSFET的線性工作區間，此刻柵極電壓介于VTH和VGS,Miller。漏極電壓在開關間轉換時，將會引起器件電流變化而且到達Miller平坦區。

在高速門驅動電路設計中領悟這點是十分重要的。它強調突出這樣的事實：門驅動最主要的特性就是它在Miller平坦區電壓附近的拉電流和灌電流能力。峰值電流能力，是在有輸出阻抗時最大電壓VDRV條件下測得的，和MOSFET的實際開關性能有很少聯系。真正決定器件開關時間的是在柵源電壓，也就是，在輸出為5V的情況下（MOSFET的邏輯電平是2.5V）時柵極驅動電流的能力。

MOSFET的開關損耗的粗略估計可使用在開關期間第2和第3個階段關于門驅動電流、漏極驅動電流、漏極驅動電壓的簡單線性近似。首先必須確定門驅動電流，分別為第2和第三階段做準備：

假設IG2為器件的輸入電容充電電流，在電壓從VTH變到VGS,Miller；IG3是電容CRSS的放電電流，在漏極電壓從VDS(off)變到0時，大致的開關時間為：

在t2時間內，漏極電壓是VDS(off)，電流從0傾斜變化到負載電流IL，而在t3時間內漏極電壓從VDS(off)變到0。再次使用波形的線性近似，各自時間內的功率損耗近似為：

式中的T是開關周期。總的開關損耗是兩部分的和，由此可得出下列表達式：

即使較好的理解了開關的過程，但是要精確的計算開關損耗幾乎是不可能的。原因是寄生感性分量將會顯著的影響電流和電壓波形，也會影響開關過程的開關時間。考慮到實際電路中不同的漏極和源極感應的影響，將會導出一個二階微分方程來描述電路中的實際波形。由于那些變量，包括開啟電壓、MOSFET電容值、驅動輸出部分等等，有很大的誤差，上述的線性近似對于MOSFET開關損耗的估算是可行的，是比較合理的。