摘要/前言

上接系列上篇，我們初步了解了RF 端點的定義，今天我們將繼續討論其四個關鍵領域中的前面2個：Via Stubs的影響與正確的接地環尺寸

評估通孔的影響

使用通孔轉接到內層時，通孔在超出轉接的內層之下的部分會產生一個截線(Stub)。頻寬目標越高，Stub對性能的影響越大。當Stub長度等于1/4波長的頻率時影響最嚴重(參見公式1)。

公式1

雖然f0是影響最顯著的頻率，但早在這個頻率之前，通孔Stub就開始降低通孔轉換的性能，因為它為端點增加額外電容。

將通孔Stub的影響降到最低的常用策略是，將大部分的Stub用背鉆去掉。在背鉆過程中，PCB制造商從連接器端點的另一側鉆掉通孔Stub。但沒有一個制造過程是完美的，背鉆不能接近訊號端點層，因為擔心會破壞通孔和導線之間的接點。因此，在背鉆過程中，總會有Stub留下，而剩余的長度也會產生公差。例如，一家PCB制造廠可能會說，剩余的Stub長度可以是8mil±4mil。在這種情況下，背鉆的通孔可能會留下4~12mil長的Stub，是相當大的范圍。這是一個保守的Stub長度變化，在許多情況下，有可能得到更小的Stub。

為了說明推動最短Stub長度的必要性，請看圖3的16條曲線，每一條都對應著0~15mils之間的Stub長度。Stub長度越短，整個頻段的回波損耗就越好。

圖3 Stub的長度會影響回波損耗

為了更好地觀察頻寬的影響，回波損耗越過15dB水平(VSWR=1.4)的頻率繪制成圖4。關于曲線的形狀，有兩個要點需要注意：

第一，曲線并非線性，較長的Stub長度會導致通孔轉換頻寬迅速下降；

第二，對于短Stub長度，頻寬的減少并不明顯。

因此，推動短的Stub和嚴格的公差，從增加端點工作頻寬和電路板上所有端點行為相似的兩種角度來看，都提供了明顯的好處。

圖4 不同長度的Stub會對頻寬造成影響

到目前為止，只看了單個Stub的影響。每條內層走線至少有兩個Stub，一個在端點端，另一個在設備端。因此，由Stub引入的任何性能下降都將經由走線兩端的Stub之間建立的反射放大(圖5)。對于圖5所示的三種Stub長度中的每一個，在3吋長低損耗走線任一端的兩個通孔端點之間反彈的反射回波損耗影響以實線表示，而虛線顯示了單個端點的比較性能，在每一種情況下皆明顯優于雙通孔的情況。

圖5 由Stub引入的任何性能下降，都將被在走線兩端的Stub之間建立的反射放大

理想情況下，針對通孔Stub的最佳緩解策略是使用完全沒有Stub的雷射通孔。然而，如果必須使用背鉆通孔，也可以在端點設計中對Stub引入的電容進行有限補償。在設計補償結構時，可能很想對最壞情況下的Stub長度進行補償。然而，如果Stub的公差很大，仍可能導致性能不佳。為理清這點，請看圖6。

圖6 Stub公差對補償設計的影響

這里假定6mil Nominal Stub的公差為4mil。端點補償的設計是為最壞情況10mil的Stub長度提供最佳阻抗匹配。因此，對于10mil的Stub，端點的阻抗在標值的1歐姆(Ω)以內。問題出現在Stub長度在公差另一端(2mil)的通孔中。對于這個Stub的長度，端點看起來相當有感應。請記住，電路板上的每一個Stub不需要長度相同。±4mil的公差可能會導致一些通孔看起來是電感性的，另一些則不是，即使它們是相鄰的端點。

正確的接地環尺寸

內接地環對端點的性能影響甚大，兩個主要因素決定內GND孔環的直徑：

端點區域的阻抗

圖7展示透過將訊號鉆孔尺寸視為同軸電纜的中心導體直徑，將內部GND環直徑視為同軸電纜的屏蔽層直徑，可以確定端點區域的阻抗。對于長通孔，可以使用標值的系統阻抗(例如50Ω)作為目標阻抗。然而，短通孔會受到端點與連接器本體末端之間相互作用造成的電容性負載強烈影響。出于這個原因，更高的目標Z0(如70Ω)更好。如此，連接器+端點的平均效應就更接近于50Ω。

圖7 有助于確定內部GND環大小的方程式

端點所支援的高階模態的截止頻率

通常，在同軸RF連接器的端點中，只希望傳播基礎模式，這就是橫向電磁模式(TEM)。高于一定頻率稱為"截止頻率"，端點可以支援更高階模式。當這種情況發生時，能量會在不同的模式之間傳播，并由于傳播方式不同，訊號很快失真。為了防止這種情況，端點需要特別設計，使截止頻率位于想要的頻寬之外。圖7顯示截止頻率與GND環的大小和沿通孔傳播時的介電常數(εR)成反比。這些數字越高，截止頻率就越低，端點工作頻寬就越低。當直徑(Dv, DGND)以吋為單位時，圖7的fcutoff公式提供以GHz為單位的截止頻率。

阻抗和截止頻率也都與訊號沿孔道傳播時看到的介電常數成反比。值得注意的是，這個εR不需要與走線看到的值相匹配。原因是PCB由黏合在一起的層壓板組成。層壓板是復合材料，由玻璃纖維和樹脂組成，有芯板層和預浸層，每層都由玻璃纖維和樹脂層組成。由于每層介電性能各異，訊號看到的有效介電常數取決于其行進方向。換句話說，就介電常數而言，PCB各向異性。各向異性越高，通孔介電常數與走線相比差異越大。

為了實現高頻寬端點，樹脂和玻璃的介電常數應該低且相等，這確保通孔周圍盡可能低的介電常數，也確保最高截止頻率。圖8顯示，要達到>90GHz的截止頻率，訊號鉆孔直徑需要<5mil和<3.1mil的介電常數。圖中的數值可以作為指導RF端點設計的一個有用的起點。

圖8 端點的性能在截止頻率附近迅速下降

由圖8可以從數學上理解為什么端點的性能在截止頻率附近迅速下降。該情況的物理解釋，請參考圖9。此處端點和周圍的GND通孔的物理結構顯示在圖的左邊。通孔的綠色部分(左圖通孔的上半部)代表希望訊號能量通過的部分。然而，由于GND通孔是貫通的，它們繼續在走線的參考層以下，在訊號參考層以下形成波導結構。為了更直觀地了解這一點，在圖9右半部分顯示了一個概念性的示意圖。

圖9 發射訊號的物理結構和GND通孔(左)，以及發射結構不同物理部分的示意圖(右)

圖9的右半部分顯示連接器將能量發射到端點的同軸部分，訊號能量沿著帶狀線傳播。然而，在布線參考層下面，GND通孔在訊號通孔下方形成圓形波導。在布線參考層下還有幾個由平面層和縫合的GND通孔形成的矩形通孔。在走線下方的圓形波導和矩形波導是非TEM結構，這意味著它們不能傳播低于fcutoff的能量。

圖10 發射區域低于及高于截止頻率的電場模式

有了這個理解，請看看能量在不同頻率下是如何在端點中流動的。圖10是低于fcutoff (左半部)和高于fcutoff (右半部)的電場模式。在fcutoff以下，能量保持在帶狀線層內，訊號通孔下方的圓形波導不能傳播能量，這正是原本希望發生的情況。不過，在fcutoff以上，圓形波導現在可以傳播能量并從TEM模式中去除沿帶狀線傳播的能量，并將其一部分透過參考層下方的矩形腔發送。這是不希望出現的情況，因為能量會經由平面空腔傳播到電路板的其他部分，造成串擾、輻射和其他不良影響。因此，保持在fcutoff以下對于獲得高性能、大頻寬的端點至關重要。

圖11 損耗因子的指標可確定發射性能是否受到高階模式的影響

雖然圖10中顯示的場圖有助于理解導致性能不佳的物理效應，但計算場圖的計算量相當大且需要大量時間。有一種更快的方法可以查看端點性能是否因允許傳播高階模式而受到不利影響。圖11顯示一種稱為損耗因子的指標。損耗因子是未到達結構任何埠的能量量度。對于兩個埠的結構，例如∣S11∣2+∣S21∣2是流經埠1的總能量。這個能量若非傳輸至埠2(即∣S21∣2)，就是反射到埠1(即∣S11∣2)。這種情況下，損耗因子是1-(∣S11∣2 + ∣S21∣2)。圖11顯示在fcutoff以下，能量損失逐漸增加，與銅和電介質損失的能量相對應。然而，在fcutoff以上，損耗因子迅速增加，表示高階模式正將能量帶到結構的其他部分，端點表現不再如預期。

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審核編輯 ：李倩