當前智能化是電子領域研究的熱點， 而在汽車領域的智能駕駛也越來越收到人們的關注。車載領域的各種終端中毫米波雷達以其優越的性能、較高的性價比等優勢獲得車廠廣泛的青睞。

車載毫米波雷達是一種短距離高精度雷達，通常采用連續波體制，即在雷達接收同時還在發射， 同頻發射電磁波無疑會進入接收通道，影響雷達對目 標回波的處理，往往成為制約雷達探測能力的瓶頸。因為收發電磁信號是同頻率，無法通過濾波的方式減緩這種干擾， 那么只有在天線中最大程度的提高收發天線間隔離度來提高雷達性能。

車載毫米波雷 達一 般工作于24~24.25GHz （ 簡 稱24G）以及 76~81GHz （ 簡稱 77G），并安裝于車體的各個位置，以實現對于汽車不同區域內目 標的感知。在國際上已提出許多有效去耦和的方法，比如缺陷地結構 [2] 、耦合諧振網絡 [3] 、電磁帶隙結構 [4] 和金屬超材料 [5] 等。

但是如果這些方法應用于車載毫米波雷達天線設計中，會增大天線的尺寸， 不滿足雷達小型化的應用需求， 并且會帶來設計的復雜度。本文以 24GHz 車載雷達為應用背景，提出一種在收發天線間增加虛擬陣元的方法， 通過虛元的二次輻射與發射天線的直達波反相抵消的方式，簡單有效的提高了收發天線間的隔離度。這種方式相比于無虛元的情況隔離度提高了 9dB。

01、天線結構的分析與設計

毫米波雷達天線陣的結構如圖 1 所示。天線形式為微帶貼片天線， 此種形式的天線具有低成本、易加工、重量輕、批量一致性好、易于與射頻芯片集成等等諸多優勢。本文使用的天線在俯仰面采用中心饋電的六元中心饋電微帶陣列，用兩列做為發射， 獨立的兩列做為接收，在接收和發射天線間加入一列與接收天線相同的單列做為虛擬陣元， 優化其相對的位置，以獲得收發天線間隔離度最優化。

整個陣面印制在厚度為 0.254mm 的 Rogers4350B 介質板上，介電常數為 3.66， 損耗角正切為 0.004。天線介質板尺寸 LxW（ mm）=60x40，接收二天線 Rx1 和 Rx2 間距為半個波長，以實現天線前半空域[-90°，90°]無模糊測角。

接收天線二次輻射原理是：當接收天線的輻射電阻Rr 與負載電阻 RL 匹配（ RL=Rr）時（ 電路圖見圖 2）， 與注入負載的功率相等的功率將被天線再輻射出去。這是最大功率轉移的條件 （ 假設天線無損耗）。除了再輻射功率之

外， 天線還散射尚未進入天線負載電路的功率 [1] 。

02、仿真結果與分析

本文采用商用仿真軟件 HFSS 對天線進行仿真分析。圖 3 至圖 7 分別仿真了收發天線間無虛元，虛元距離接收天線 2（ 圖 1 中 Rx2）分別是 6mm、7mm、8mm 和 9mm 時發射天線與兩個接收天線間的隔離度， 從仿真結果看， 距離從 6mm 到 9mm 變化過程中 ， 最小隔離度分別為 43dB、45dB、35dB 和 42dB。

可見相對于無虛元時的隔離度 36dB都有了明顯的改善。這種設計中虛元采用與接收天線一樣的形式和尺寸， 這樣既與收發天線都工作在同一頻段，能夠很好的實現接收發射電磁波并做二次輻射，并且避免重新設計優化， 降低了工作量。虛擬天線的饋電端口 匹配狀態，實際工作時用 50 歐姆電阻接地。

結論

本文提出了一種通過在接收發和發射天線之間的適當位置增加一個虛擬陣元的方式來提高收發天線之間的隔離度的方法。虛擬陣元通過接收來自發射天線來的電磁波并二次輻射出去，使得在接收天線處，來自發射天線的直達波和來自虛擬陣元二次輻射的電磁波反相疊加，相互抵消，從而實現提高收發天線之間隔離度的目 的。通過仿真優化接收天線的位置， 實現在 24GHz 雷達工 作頻帶內 （24~24.25GHz），收發天線隔離度較無虛擬天線時增加了 9dB。

審核編輯：郭婷