運算放大器是一個非常通用的裝置，其可以以各種不同的電子電路和應用中使用，從電壓放大器，向過濾器，對信號調節器。但是，基于任何通用運算放大器的一種非常簡單且極為有用的運算放大器電路就是Astable運算放大器多諧振蕩器。

我們在有關順序邏輯的教程中看到，可以使用晶體管，邏輯門或專用芯片（例如NE555定時器）來構建多諧振蕩器電路。我們還看到，不穩定的多諧振蕩器在其兩個不穩定狀態之間連續切換，而無需任何外部觸發。

但是使用這些元件來產生一個不穩定的多諧振蕩器電路的問題是，對于基于晶體管的不穩定性，需要許多額外的元件，數字不穩定性通常只能在數字電路中使用，而使用555定時器可能并不總是給我們帶來好處。對稱輸出，無需附加偏置元件。所述運算放大器多諧振蕩器電路然而，能為我們提供的使用只是四個組件，三個電阻器和一個定時電容器的一個很好的矩形波信號。

所述運算放大器多諧振蕩器是非穩態振蕩器電路，其生成利用連接到所述運算放大器的反相輸入端和連接到其它非反相輸入端的分壓器網絡的RC計時網絡的矩形輸出波形。

與單穩態或雙穩態不同，非穩態多諧振蕩器具有兩種狀態，它們都不是穩定的，因為它不斷地在這兩種狀態之間切換，并且在每種狀態下花費的時間都由電容器通過電阻器的充電或放電來控制。

在運算放大器多諧振蕩器電路中，運算放大器用作模擬比較器。運算放大器比較器比較其兩個輸入上的電壓，并根據輸入是大于還是小于某個參考值V REF給出正或負輸出。

但是，由于開環運算放大器比較器對其輸入電壓的變化非常敏感，因此只要輸入電壓為高，輸出可在其正+ V（sat）和負-V（sat）電源軌之間不受控制地切換。被測電壓接近基準電壓V REF。

為了消除任何不穩定或不受控制的開關操作，將多諧振蕩器電路中使用的運算放大器配置為閉環施密特觸發器電路。考慮下面的電路。

運算放大器施密特比較器

上面的運算放大器比較器電路配置為施密特觸發器，該觸發器使用電阻器R1和R2提供的正反饋來產生磁滯。由于此電阻網絡連接在放大器輸出和同相（+）輸入之間，因此當Vout在正電源軌上飽和時，會將正電壓施加到運算放大器的同相輸入。同樣，當Vout飽和到負電源軌時，將負電壓施加到運算放大器的同相輸入。

由于在運放輸出兩端將這兩個電阻配置為分壓器網絡，因此參考電壓Vref將取決于反饋到同相輸入的輸出電壓的比例。該反饋分數β表示為：

其中+ V（sat）是正運算放大器的DC飽和電壓，而-V（sat）是負運算放大器的DC飽和電壓。

然后，我們可以看到正參考電壓或上參考電壓+ Vref（即反相輸入電壓的最大正值）為：+ Vref = + V（sat）β而參考電壓下或負參考電壓（即反相輸入端電壓的最大負值表示為：-Vref = -V（sat）β。

因此，如果Vin超過+ Vref，則運算放大器切換狀態，并且輸出電壓降至其負DC飽和電壓。同樣，當輸入電壓降至-Vref以下時，運算放大器會再次切換狀態，并且輸出電壓將從負飽和電壓切換回正DC飽和電壓。施密特比較器在兩個飽和電壓之間切換時給出的內置磁滯量由兩個觸發參考電壓之間的差定義：V HYSTERESIS = + Vref –（-Vref）。

正弦到矩形的轉換

除了用作運算放大器多諧振蕩器以外，施密特觸發器比較器的眾多用途之一是，只要正弦波的值大于電壓參考點，我們就可以使用它將任何周期的正弦波波形轉換為矩形波形。

實際上，施密特比較器將始終產生與輸入信號波形無關的矩形輸出波形。換句話說，電壓輸入不必是正弦波，它可以是任何波形或復雜波形。考慮下面的電路。

正弦至矩形轉換器

由于輸入波形將是周期性的，并且振幅要比其參考電壓Vref足夠大，因此輸出矩形波形將始終具有與輸入波形相同的周期T和頻率?。

通過用電位計代替電阻器R1或R2，我們可以調節反饋比β，從而調節同相輸入端的參考電壓值，以使運算放大器在每個半周期內將狀態從0改變為90 o只要參考電壓，Vref保持低于輸入信號的最大幅度。

運算放大器多諧振蕩器

通過將正弦輸入替換為跨運算放大器輸出的RC定時電路，我們可以進一步將周期波形轉換為矩形輸出這一想法。這次，我們可以使用電容器的充電電壓Vc來改變運算放大器的輸出狀態，而不是使用正弦波形來觸發運算放大器。

運算放大器多諧振蕩器電路

那么它是怎樣工作的。首先，假設電容器已完全放電，并且運算放大器的輸出在正電源軌處飽和。電容器C開始通過電阻R從輸出電壓Vout充電，其速率由其RC時間常數確定。

從有關RC電路的教程中我們知道，電容器希望在五個時間常數內完全充電到Vout的值（即+ V（sat））。但是，一旦運算放大器反相（-）端子上的電容器充電電壓等于或大于非反相端子上的電壓（運算放大器的輸出電壓在電阻R1和R2之間分配的分壓），則電容輸出將改變狀態并被驅動至相對的負電源軌。

但是，已經向正電源軌（+ V（sat））愉快充電的電容器，現在在其極板上看到一個負電壓-V（sat）。輸出電壓的突然反轉導致電容器以其RC時間常數再次決定的速率朝新的Vout值放電。

運算放大器多諧振蕩器電壓

一旦運算放大器的反相端子在同相端子上達到新的負基準電壓-Vref，運算放大器就會再次改變狀態，并將輸出驅動到相對的電源軌電壓+ V（sat）。現在，電容器的極板上出現一個正電壓，充電周期再次開始。因此，電容器不斷充電和放電，從而產生了穩定的運算放大器多諧振蕩器輸出。

輸出波形的周期由兩個定時分量的RC時間常數以及由設置參考電壓電平的R1，R2分壓器網絡建立的反饋比確定。如果放大器飽和電壓的正值和負值具有相同的幅度，則t1 = t2，給出振蕩周期的表達式為：

其中：R是電阻，C是電容，ln（）是反饋分數的自然對數，T是周期時間（以秒為單位），?是振蕩頻率（以Hz為單位）。

然后，從上式可以看出，運算放大器多諧振蕩器電路的振蕩頻率不僅取決于RC時間常數，而且取決于反饋分數。但是，如果我們使用的電阻值給出的反饋分數為0.462（β= 0.462），則電路的振蕩頻率將僅等于1 / 2RC，如圖所示，因為線性對數項等于1。

運算放大器多諧振蕩器示例1

一個運算放大器的多諧振蕩器電路是使用以下部件構成。R1 =35kΩ，R2 =30kΩ，R =50kΩ和C = 0.01uF。計算電路的振蕩頻率。

然后計算出振蕩頻率為1kHz。當β= 0.462時，該頻率可以直接計算為：?= 1 / 2RC。同樣，當兩個反饋電阻相同時，即R1 = R2，反饋分數等于3，振蕩頻率變為：?= 1 / 2.2RC。

如圖所示，我們可以用一個電位計代替一個反饋電阻，以制造一個變頻運放多諧振蕩器，從而使該運放多諧振蕩器電路更進一步。

可變運算放大器多諧振蕩器

通過在β1和β2之間調節中央電位器，輸出頻率將變化以下量。

β1處的電位計抽頭

β2處的電位計抽頭

然后，在這個簡單的示例中，我們可以產生一個運算放大器多諧振蕩器電路，該電路可以產生從100Hz到1.2kHz的可變輸出矩形波形，或者僅通過改變RC分量值就可以產生所需的任何頻率范圍。

上面我們已經看到，可以使用標準運算放大器（例如741）和一些其他組件來構建運算放大器多諧振蕩器電路。這些電壓控制的非正弦弛豫振蕩器通常被限制在幾百千赫茲（kHz），因為運放沒有所需的帶寬，但是它們仍然是出色的振蕩器。

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