本章節(jié)以實(shí)用小型電源的設(shè)計(jì)為例，說(shuō)明電源設(shè)計(jì)的方法。控制電路形式為它激式，采用UC3842為PWM控制電路。電源開(kāi)關(guān)頻率的選擇決定了變換器的特性。開(kāi)關(guān)頻率越高，變壓器、電感器的體積越小，電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)也越好。但隨著頻率的提高，諸如開(kāi)關(guān)損耗、門(mén)極驅(qū)動(dòng)損耗、輸出整流管的損耗會(huì)越來(lái)越突出，對(duì)磁性材料的選擇和參數(shù)設(shè)計(jì)的要求也會(huì)越苛刻。另外，高頻下線路的寄生參數(shù)對(duì)線路的影響程度難以預(yù)料，整個(gè)電路的穩(wěn)定性、運(yùn)行特性以及系統(tǒng)的調(diào)試會(huì)比較困難。在本電源中，選定工作頻率為85 kHz。

01

電源設(shè)計(jì)指標(biāo)

小型電源輸入、 輸出參數(shù)如下：

輸入電壓：AC 110/220 V；

輸入電壓變動(dòng)范圍：90～240 V；

輸入頻率：50/60 Hz；

輸出電壓：12 V；

輸出電流：2.5 A。

02

電路結(jié)構(gòu)的選擇

小功率開(kāi)關(guān)電源可以采用單端反激式或者單端正激式電路，使電源結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，工作可靠，成本低。與單端反激式電路相比，單端正激式電路開(kāi)關(guān)電流小，輸出紋波小，更容易適應(yīng)高頻化。用電流型PWM控制芯片UC3842構(gòu)成的單端正激式開(kāi)關(guān)電源的主電路如圖6-1所示。

圖6-1 單端正激式開(kāi)關(guān)電源的主電路

單端正激式開(kāi)關(guān)電源加有磁通復(fù)位電路，以釋放勵(lì)磁電路的能量。在圖6-1中，開(kāi)關(guān)管VT導(dǎo)通時(shí)V1導(dǎo)通，副邊線圈N2向負(fù)載供電，V4截止，反饋電線圈N3的電流為零；VT關(guān)斷時(shí)V1截止，V4導(dǎo)通，N3經(jīng)電容C1濾波后向UC3842⑦腳供電，同時(shí)原邊線圈N1上產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)使V3導(dǎo)通并加在RC吸收回路。由于變壓器中的磁場(chǎng)能量可通過(guò)N3泄放，而不像一般的RC D磁通復(fù)位電路消耗在電阻上，因此可達(dá)到減少發(fā)熱，提高效率的目的。

03

元件設(shè)計(jì)

1)變壓器和輸出電感的設(shè)計(jì)

依據(jù)UC3842應(yīng)用方式，選定定時(shí)電阻RT＝1.8 kΩ，定時(shí)電容CT＝10μF。確定開(kāi)關(guān)頻率f＝85 kHz，周期T＝11.8 μs。

設(shè)計(jì)單端控制開(kāi)關(guān)電源時(shí)，一般占空比D最大不超過(guò)0.5，這里選擇D＝0.5，則：

根據(jù)電源規(guī)格、輸出功率、開(kāi)關(guān)頻率選擇PQ26/25磁芯，磁芯截面積S＝1.13 cm2，磁路有效長(zhǎng)度l＝6.4 cm，飽和磁通密度BS＝0.4 T。取變壓器最大工作磁感應(yīng)強(qiáng)度Bmax ＝ BS/3≈0.133 T，則電感系數(shù)A為：

變壓器原邊線圈匝數(shù)N1為：

式中，Ui為最小直流輸入電壓。

交流輸入電壓的最小值約為90 V, Ui＝90× ≈127 V，得出N1＝49.9匝，取50匝。原邊線圈電感L＝AN12＝11.1 mH。

副邊線圈匝數(shù)為：

式中，UDF為整流二極管V1上的壓降；UL為輸出電感L上的壓降。

取UDF+UL＝0.7 V，代入式(6-4)，得N2＝10匝。副邊線圈電感：

開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)時(shí)，N1兩端將會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，為了保證開(kāi)關(guān)管正常工作，將感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)限制到e=300V。反饋電線圈向UC3842提供U＝12V的工作電壓，按電容C1上的電壓UC＝16V計(jì)算，以保證有足夠的供電電壓給UC3842。由N3＝(UC/e)N1可得N3＝2.67匝，取3匝。

變壓器副邊電流為矩形波，其有效值為：

導(dǎo)線電流密度取4 A/mm2，所需繞組導(dǎo)線截面積為1.77/4≈0.44 mm2。同樣可選擇原邊繞組導(dǎo)線，原邊電流有效值為：

所需繞組導(dǎo)線截面積為0.354/4＝0.0885mm2，選用截面積為0.096 21mm2的導(dǎo)線(?0.41 mm)。取輸出電感的電流變化量ΔIL＝0.2Io＝0.5A，則輸出電感為：

式中, U2為副邊線圈最小電壓。計(jì)算得：

取UDF＝0.5 V，Uo＝3 V，代入式(6-8)可得L＝140μH。根據(jù)輸出電感上的電流IL＝Io，所需繞組導(dǎo)線截面積應(yīng)為2.5/4＝0.625 mm2，故選擇截面積為0.6362 mm2導(dǎo)線(?0.96 mm)。

2) 開(kāi)關(guān)管、整流二極管和續(xù)流二極管的選擇

由于開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)時(shí)原邊線圈N1兩端的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)限制到eL≈300 V，交流輸入電壓經(jīng)全波整流、電容濾波后，直流輸入電壓的最大值。

所以整流二極管所承受的最高反向電壓為：

續(xù)流二極管所承受的最高反向電壓為：

流過(guò)整流二極管和續(xù)流二極管的最大電流為：

得ID＝2.75 A。根據(jù)以上計(jì)算選擇肖特基半橋MBR25120CT，平均整流電流為25 A，反向峰值電壓為120 V。開(kāi)關(guān)管選用MOSFET 2SK793，漏源擊穿電壓為900 V，最大漏極電流為3 A。

3)反饋電路的設(shè)計(jì)

電流反饋電路采用電流互感器，通過(guò)檢測(cè)開(kāi)關(guān)管上的電流作為采樣電流，原理如圖6-2 所示。電流互感器的輸出分為電流瞬時(shí)值反饋和電流平均值反饋兩路，R2上的電壓反映電流瞬時(shí)值。開(kāi)關(guān)管上的電流變化會(huì)使UR2變化，UR2接入U(xiǎn)C3842的保護(hù)輸入端③腳，當(dāng)UR2＝1 V時(shí)，UC3842芯片的輸出脈沖將關(guān)斷。通過(guò)調(diào)節(jié)R1、 R2的分壓比可改變開(kāi)關(guān)管的限流值，實(shí)現(xiàn)電流瞬時(shí)值的逐周期比較，屬于限流式保護(hù)。輸出脈沖關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)對(duì)電流平均值的保護(hù)，屬于截流式保護(hù)。

兩種過(guò)流保護(hù)互為補(bǔ)充，使電源更為安全可靠。采用電流互感器采樣，使控制電路與主電路隔離，同時(shí)與電阻采樣相比降低了功耗，有利于提高整個(gè)電源的效率。

圖6-2 電流反饋電路

電壓反饋電路如圖6-3所示。輸出電壓通過(guò)集成穩(wěn)壓器TL431和光電耦合器反饋到UC3842的①腳，調(diào)節(jié)R1、 R2的分壓比可設(shè)定和調(diào)節(jié)輸出電壓，達(dá)到較高的穩(wěn)壓精度。如果輸出電壓Uo升高，則集成穩(wěn)壓器TL431的陰極到陽(yáng)極的電流增大，使光電耦合器輸出的三極管電流增大，即UC3842①腳對(duì)地的分流變大，UC3842的輸出脈寬相應(yīng)變窄，輸出電壓Uo減小。同樣, 如果輸出電壓Uo減小，則可通過(guò)反饋調(diào)節(jié)使之升高。

圖6-3 電壓反饋電路

4)保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

圖6-4所示為變壓器過(guò)熱保護(hù)電路，NTC為測(cè)變壓器溫度的一個(gè)負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻。由NTC、 R2、運(yùn)放A1構(gòu)成滯環(huán)比較器。在正常工作時(shí)，變壓器溫度正常，NTC的阻值較大，運(yùn)放A1兩輸入端電壓U+

圖6-4 變壓器過(guò)熱保護(hù)電路

圖6-5 輸出過(guò)電壓保護(hù)電路

圖6-6所示為空載保護(hù)電路。為了防止變壓器繞組上的電壓過(guò)高，同時(shí)也為了使電源從空載到滿載的負(fù)載效應(yīng)較小，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源的輸出端不允許開(kāi)路。在圖6-6中，R2、 R3給運(yùn)放同相輸入端提供固定的電壓U+。R8為取樣負(fù)載電流的分流器，當(dāng)外電路未接負(fù)載RL時(shí)，R8上無(wú)電流，運(yùn)放的反相輸入端電壓U＝0 V，因而U+>U－，運(yùn)放的輸出電壓較高，使三極管VT飽和導(dǎo)通，將電源內(nèi)部的假負(fù)載R7自動(dòng)接入。當(dāng)電源接入負(fù)載RL時(shí)，R8上的壓降使U－>U＋，運(yùn)放的輸出電壓為零，VT截止，將R7斷開(kāi)。

圖6-6 空載保護(hù)電路

5)輸入濾波電路的設(shè)計(jì)

輸入濾波電路具有雙向隔離作用，可抑制從交流電網(wǎng)輸入的干擾信號(hào)，同時(shí)也防止開(kāi)關(guān)電源工作時(shí)產(chǎn)生的諧波和電磁干擾信號(hào)影響交流電網(wǎng)。圖6-7所示濾波電路是一種復(fù)合式EMI濾波器，L1、L2和C1構(gòu)成第一級(jí)濾波，共模電感L3和電容C2、C3構(gòu)成第二級(jí)濾波。C1用于濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。電阻R給電容提供放電回路，避免因電容上的電荷積累而影響濾波器的工作特性。C2、C3跨接在輸出端，能有效地抑制共模干擾。為了減小漏電流，C2、C3宜選用陶瓷電容器。

圖6-7 輸入濾波電路

04

測(cè)試

在輸入電壓為220V的條件下，輸入功率是脈沖序列，周期為10ms，即每半個(gè)工頻周期電源輸入端通過(guò)整流橋為輸入平滑濾波電容充一次電。在各種不同的負(fù)載狀況下，當(dāng)輸入電壓從90V變化到250V時(shí)，相應(yīng)的輸出電壓的測(cè)試結(jié)果如表6-1所示。

實(shí)測(cè)各種負(fù)載狀況下的效率如表6-2所示。通過(guò)實(shí)際應(yīng)用，電源滿足了設(shè)計(jì)要求。

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