也許與此主題相關的最根本的問題是問為什么使用并行模塊？將2個200A模塊并聯成一個400A模塊有什么好處，為什么不簡單地使用400A零件呢？在商業方面，在1200V級中，IGBT模塊提供多種額定電流，并且封裝的最大電流為3600A。

對于SiC MOSFET，更高電流（》 400A）時的選擇受到更多限制，特別是在需要行業標準封裝或多個電源的情況下。而且，與機械較大的較低產量的包裝相比，通常可以以較低的成本生產大批量制造的物理較小的包裝。

但是，并聯模塊的主要原因是技術原因，這些原因對于SiC MOSFET而言比對IGBT更為重要，原因如下：

多個封裝可以散布在散熱器上并改善冷卻效果。這樣可以從更昂貴的SiC MOSFET模塊提供更多電流。

較大的物理封裝由于機械間距以及用于承載較高電流的螺釘端子連接的使用，在電源回路和柵極驅動器電路中均具有較高的電感。

使用大量芯片會使所有芯片的內部對稱布局和柵極電感均衡變得非常關鍵，并且很難使用具有有限端子選項的封裝進行優化。

前兩個點可實現更快的開關速度，因此使用這些較小的封裝可實現更低的開關損耗和更低的關斷期間電壓過沖。

IGBT和SiC MOSFET之間的并聯差異

經過仔細檢查，盡管并聯SiC MOSFET的開關速度很快，但與IGBT相比它們仍具有一些優勢。

與Si IGBT VCE sat特性相比，SiC MOSFET通常具有更高的Rdson正溫度系數。這在靜態電流共享期間充當負反饋。如果一臺設備消耗的電流更大，則增加芯片的Rdson值，從而減小電流。這種負反饋減少了熱不平衡的程度。

Si IGBT的開關損耗隨溫度升高而大大增加，這對溫度不平衡具有正反饋作用。較熱的芯片具有較高的損耗，因此變得更熱。SiC MOSFET的開關損耗隨溫度的增加非常小，大大降低了這種影響。

SiC MOSFET的跨導曲線更柔和，這意味著當在柵極閾值區域工作時，柵極電壓的細微變化對漏極電流的影響要小于等效的Si IGBT。這有助于動態電流共享。

對英飛凌溝槽柵極器件的統計分析表明，就參數分布而言，具有較高RDS的模塊具有較低的開關損耗，這有助于使損耗在部件之間匹配。

并行測試平臺的經驗我們將考慮此設計平臺的多個方面。

• 模塊內部布局
• 電源PCB布局
• 柵極驅動器電路設計
• 柵極驅動器PCB布局
• 儀器儀表
• 靜態均流性能
• 動態均流性能
• 內部布局

并聯必須首先考慮模塊內部電源和柵極布局。內部芯片布局和模塊引腳布局可設計為為多個并行芯片提供相等且對稱的電源和柵極驅動器布局。這是在保持低電感布局的開關環路電感的同時實現的。通常，基于PCB的模塊樣式的管腳網格陣列允許靈活地優化布局。

圖1：具有公共輔助電源連接的電流路徑

電源PCB布局

對于電源布局，該模塊分為兩個對稱的兩半。為了與這種對稱性相匹配，將電源布局制成像蝴蝶翅膀一樣沿著中心線向下鏡像的鏡像。這是保持模塊內部芯片之間相等的電流共享所必需的。四個模塊中的每個模塊均使用了精確的布局傳真，以使模塊之間的電流共享相等。保持外部開關環路電感低也很重要，這可以通過將DC +和DC-總線連接與多個PCB銅層重疊并使用本地去耦電容器來實現。

柵極驅動器電路設計

當對具有多個柵極連接的所有4個模塊使用公共柵極驅動器電路時，重要的是減少在輔助源極連接中流動的任何電流。圖1以兩個模塊的簡化示例顯示了輔助電源連接如何向主電流路徑提供自然的并聯傳導路徑。我們稱其為“青少年電子”的某些電子，因為它們喜歡采取不同于其他所有人的路徑，因此可以在此輔助源平行路徑中流動。該電流可能足夠大，以引起柵極振蕩，甚至使模塊內部輔助鍵合線熔斷。

圖2所示的電路用于減少這些有害的循環電流。它是共模扼流圈的組合，對流入和流出電流相等的正常柵極電流顯示低阻抗，而對僅在源極連接中流動的不想要的源電流顯示高阻抗。除此之外，每對設備柵極連接均使用單獨的局部升壓級。這允許在源極連接中產生電阻，但是使用本地電容器時，在該路徑中流動的任何電流都不會影響柵極波形。如果僅使用簡單的源極電阻，則情況并非如此，因為流入該源極電阻的任何電流都會影響柵極源極電壓，從而降低直接控制的電平并增加柵極振蕩的可能性。

圖2：柵極驅動器電路

柵極驅動器PCB布局

6mΩ模塊具有雙柵極源極引腳以及雙電源漏極和源極連接點，以降低電感并改善模塊內部SiC MOSFET芯片之間的電流共享。柵極布局的第一個挑戰是使兩對柵極源極連接都具有對稱的布局。

之后，關鍵是同時打開和關閉所有四個模塊的門。“樹”結構通過具有相似長度的低電感走線柵極/源極對實現了這一目標。同樣對于每對柵極源極連接的局部升壓級，布局也是對稱的。測量顯示，更糟的情況是，在切換期間門之間的時序偏斜小于5nS。

儀器儀表

圖3顯示了用于雙脈沖測試（DPT）的示意圖。使用拓撲結構作為H橋來測量電流共享很重要，這樣電流和磁場才能匹配最終應用。此外，還要求具有為被測互補器件產生同步整流器開關脈沖的能力，且其死區時間滿足系統死區時間要求。

圖3：雙脈沖測試（DPT）原理圖

為了測量漏極和源極電流，直流總線PCB走線的兩側都帶有孔，以允許使用Rogowski線圈。這些功能允許測量DCbus中的電流（即下部開關的源電流）和DC +總線電流（即上部設備的漏極電流）。還留出了余地，以便能夠測量兩組模塊輸出引腳之間的輸出電流平衡

圖4：4個并聯模塊的DPT電流波形（50 μs /格和50 A /格）綠色Vgs 5 V /格。藍色Vds 100V /分區

圖5：4個并聯模塊的DPT電流波形（50 μs /格和50 A /格）

靜態電流共享

圖4顯示了在DPT期間四個下部器件中的源電流。在空載時間之后，在第一個脈沖之后使用同步整流打開上側SiC MOSFET。但不是在第二個脈沖之后，第二個脈沖允許電流通過上體二極管空轉。四個匹配模塊的電流共享為+/- 3％。請注意，當MOSFET未選通且僅體二極管導通電流時，在第二個脈沖之后，電流共享變得更糟。

圖6：4個并聯模塊的DPT關斷波形（200 ns /格和50 A /格）綠色Vgs 5 V /格。藍色Vds 100V /分區

圖7：4個并聯模塊的DPT開啟波形（200 ns /格和50 A /格）綠色Vgs 5 V /格。藍色Vds 100V /分區

最初的測試是使用RDS偏差小于2％的模塊進行的。還對RDS為7％的模塊進行了測試，而共享僅在+/- 4％時稍差。在高溫下進行的其他測試以及切換上部設備均顯示出同樣出色的性能。圖5是圖4中電流波形的放大圖。

實驗室中的當前共享與大批量生產

因此，在實驗室中以很小的樣本就顯示出了出色的均流性能。但是，如果必須將此設計轉換為大批量的商業產品，則必須計算出隨機選擇的模塊及其電參數的正態分布的電流共享。用于此的方法稱為蒙特卡洛分析，以蒙特卡洛著名的賭場命名。從RDS的統計生產分布和開關損耗值中選擇一組四個模塊（每個模塊一個）。使用每個模塊的這些參數，可以計算每個模塊中的電流并估算結溫。由于RDS的導通和開關損耗取決于溫度，因此使用迭代來計算每個模塊的最終電流和結溫。可以重復這個過程，例如說50，000組隨機選擇的模塊并計算Tj的歸一化分布。在這種情況下，結果是在+/- 7 +/- +/- 3 sigma的變化。計算中的另一個難題是RDS導通與開關損耗Etot之間存在互相關性，其中RDS導通較低的零件趨向于更高的Etot值。
編輯：hfy