隨著下一代5G無線通信在全球的普及，頻譜成為了非常寶貴的資源。一方面，新型無線通信應用對于通信速度的需求與日俱增，無線通信負載的主要媒體已經從2G時代的文字、3G時代的圖像進化到4G時代的視頻，而在5G時代更可能會演進到ARVR等更“高維”的媒體形式；另一方面，根據通信理論，信道容量與其占用的頻率帶寬成正比，因此有限的頻譜上與用戶對于通信速度需求的上升成為了一對主要矛盾。

在無線通信中，雙工（duplex）指的是收發機的接收（RX）部分和發送（TX）部分如何協同工作。在目前主流的無線通信協議中，通常會使用時分雙工（time-division duplex，TDD）或頻分雙工（frequency-division duplex，FDD）。TDD指的是把無線通信分割成多個時隙（time slot），在一個時隙中，僅允許TX或者RX中的一個工作，但是TX或者RX工作時，可以使用整個頻譜帶寬。FDD則是把頻譜分成兩份，給TX和RX各分配其中的一份，因此TX和RX可以同時工作，但是不能使用整個帶寬。

全雙工收發機想法的提出

如前所討論的，無論是FDD還是TDD，事實上都造成了通信帶寬的額外占用，因此都不是最理想的雙工方式。如果我們能同時取TDD和FDD的優勢，即既能TX和RX同時通信，且TX和RX又能同時占用所有帶寬，那么就可以在通信碼率相同的情況下，把需要的頻率帶寬節省一半，換句話說就是把頻譜效率提升了一倍。這樣的雙工方式我們稱之為全雙工（full duplex）。

然而，全雙工存在一個巨大的挑戰，就是自干擾。一個典型的收發機架構如下圖所示，TX、RX和天線三者由三端口器件環流器circulator耦合在一起。Circulator保證TX到天線的信號衰減很小，且天線信號到RX的信號衰減很小，同時TX到RX則有很高的信號隔離，如50dB。這樣一來，TX的信號泄漏到RX端會經過50dB的信號衰減。然而，當TX發射功率較大時，泄漏到RX端的信號仍然會很大。舉例來說，如果TX端的發射信號是0dBm（一個較典型的發射功率），那么泄漏到RX端的功率就會是-50dBm。相比之下，典型的RX接收信號功率可低至-70dBm（比TX泄漏信號的功率低100倍），因此在full duplex模式下TX和RX使用相同頻率且同時工作，那么RX接收信號就會被淹沒在TX的泄漏信號下。這也是傳統TDD和FDD嘗試避免的——TDD保證TX和RX不會同時工作，那么就不用擔心TX泄漏問題；FDD則讓TX和RX工作在不同頻率，因此可以在RX端做下變頻和濾波的時候確保TX的泄漏信號不會干擾RX。

如何解決全雙工的自干擾問題？斯坦福大學的Sachin Katti，Jung Il Choi和Mayank Jain在2010、2011年的論文［2-3］中給出了解決問題的框架。其關鍵就在于，對于自干擾來說，TX端的信號對于RX來說是已知的，因此可以想辦法在RX端引入一個和TX泄漏信號極性相反的信號去抵消TX泄漏。在［2］中，作者給出了全雙工收發機抑制TX泄漏的一些機制：

天線抑制，即在引入抵消信號前，環流器對于TX信號的抑制，通常在30-50dB。射頻鏈路抑制，即在RX的射頻鏈路中引入一個和TX泄漏信號的抵消信號，用以抑制TX泄漏，通常等效抑制比在20-30dB。數字抑制，即在數字基帶中考慮TX的泄漏信號并在解調中予以抵消，抑制比通常在30-50dB左右。

這樣一來，總的抑制比可達90-110dB，對于一些場景已經能用了。作者使用QHx220芯片來提供射頻鏈路抑制搭建了短距離ZigBee全雙工收發機，并且驗證了全雙工收發機的中位吞吐率比半雙工（類似TDD）高84%。

全雙工收發機具體實現與SOTA

作者使用了分立元件實現了全雙工無線通信系統，但是如果要讓全雙工通信真正落地大規模使用還是需要在集成電路中實現全雙工通信的各模塊。

全雙工通信的集成電路實現的挑戰和近幾年來的技術發展主要來自于TX泄漏的射頻鏈路抑制。主要原因在于（1）天線抑制主要來源于環流器的設計，而環流器在成本、尺寸等條件給定后能提升的空間有限，換句話說天線抑制在整體抑制中可以認為是一個給定的常量（2）TX泄漏的射頻鏈路抑制存在閾值效應，即僅僅當射頻鏈路抑制大于某個閾值時收發機才能正常工作，因此射頻鏈路抑制無法被數字抑制所取代。換句話說，在天線抑制給定的情況下，射頻鏈路抑制10dB+數字抑制50dB和射頻鏈路抑制30dB+數字抑制30dB的兩種組合，很可能后者的RX信噪比SNR會遠好于前者，甚至有可能前者根本無法工作。造成這個的原因主要是RX射頻鏈路中的電路非線性。例如，由于電路非線性，RX鏈路的增益相對于輸入信號功率并不是一個常數。當輸入信號功率超過某個閾值之后，整個RX鏈路會因為信號飽和而增益下降。假設我們的RX鏈路的增益在輸入信號功率-70dBm的時候增益是70dB，而在-60dBm的時候增益是62dB。再假設RX輸入信號是-73dBm，TX泄漏信號經過天線抑制是-50dBm。我們考慮兩種情況：

情況1：射頻鏈路抑制比是23dB，而數字抑制能完美抑制掉剩余的TX泄漏。這時候，RX輸入信號功率是-73dBm +（-50dBm – 23dB）= -70dBm，因此RX鏈路的增益是70dB，而RX信號經過放大并去除剩余的TX泄漏信號后的輸出功率是-3dBm。情況2：射頻鏈路抑制比是10dB，而數字抑制能完美抑制掉剩余的TX泄漏。這時候，RX輸入信號功率是-73dBm +（-50dBm – 10dB）= -60dBm，因此RX鏈路的增益是62dB，而RX信號經過放大并去除剩余的TX泄漏信號后的輸出功率是-11dBm。

在兩種情況下，TX泄漏信號都被完全去除了，但是情況2由于射頻鏈路抑制比不夠造成了RX鏈路增益下降，最后RX輸出信號比情況1低了8dB，這就降低了信噪比。除了增益下降之外，RX鏈路的非線性還會造成三階交調等問題，限于篇幅這里不再分析，但是總體的結論就是為了保證RX鏈路的性能，射頻鏈路抑制必須要高于某個閾值且在到達這個閾值之前無法用數字抑制去代替射頻鏈路抑制。

如上圖所示，射頻鏈路抑制的基本原理是將TX端的信號送入canceller模塊，該canceller模塊會對輸入TX信號進行相移和幅度衰減，以確保其輸出信號與TX泄漏信號幅度相等但是相位相反。因此，canceller設計實乃整個射頻鏈路抑制的核心，而該canceller設計的挑戰在于如何做到高帶寬。TX泄漏信號的相位和幅度在頻域上并不恒定，而canceller必須在信號帶寬的范圍內都能做到追蹤TX泄漏信號的相位和幅度，因此并不容易。在該領域，哥倫比亞大學的Harish Krishnaswamy可以說是權威。

在經過數年的積累后，Krishnaswamy和他當時的學生Jin Zhou在JSSC上發表了一篇該領域的經典論文，在論文中提出了解決高帶寬信號全雙工收發機的射頻鏈路抑制解決方案。

該canceller的基本思想是使用多個中心頻率、增益和相移都可配置的帶通濾波器（BPF），每個BPF負責在目標帶寬的一部分頻率范圍上能追蹤TX泄漏信號，從而能保證canceller能在整個帶寬范圍內能做到抵銷TX泄漏信號。在具體設計上，每個BPF都使用了N-Path結構——N-Path濾波器的概念出現在上世紀70年代（信號處理的黃金時代），并在2010年左右被荷蘭屯特大學的Bram Nauta在射頻電路中再次復興（當年Nauta組憑借一塊芯片在頂會ISSCC上發表了兩篇論文，也算是創下了記錄），其主要的特點是品質因數（Q）較高，且可配置性和線性度較好。N-Path有一個問題是它對信號會有衰減，但是用在canceller的BPF上這個問題就變得無關緊要，因為本來canceller就要對輸入的TX信號進行衰減，因此在canceller BPF中使用N-Path也是一件非常漂亮的設計。在中，canceller的帶寬已經可以做到20MHz，其射頻鏈路抑制比也可達到20dB。

哥倫比亞的Krishnaswamy組繼續在全雙工收發機芯片領域探索，去年年底在JSSC上發表的論文提出了對于MIMO優化的全雙工收發機，器射頻抑制比可達45dB，而Jin Zhou在PhD畢業之后拿到了UIUC的教職并建立了wireless microsystems circuits group，他們最近的研究成功地把canceller的帶寬做到了100MHz，該研究將在今年的IMS上發表。
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