現在已經進入了一個智能化的時代，每個家庭里都有不止一個便攜智能裝備---手機，Pad，電子書，智能手表......伴隨著越來越多的便攜設備，配套的單口的充電器越來越難以適應同時給多個設備充電的需求，占用很大的空間而且很雜亂無章。

多口插座和USB插排很好的解決了這個問題，小巧的體積，可以同時給多個設備進行充電，非常方便家庭和一些公共場所的使用。

如何來設計一個多口USB電源呢？

對一個非快充標準的4個USB口的充電器，最大可能需要提供2.4A x 4 = 9.6A 的充電電流，不過限于充電設備的小型化要求，功率通常會限制在36W，也就是5V 7.2A的水平。反激拓撲是最適合的架構，過去我們做反激電源在副邊通常選擇肖特基二極管整流，選擇一個20A的超低壓差肖特基二極管的在7A的管壓降0.4V左右，在這個應用中導通損耗達到2.88W，加上開關損耗超過3W。這需要很大的散熱片或是風扇散熱，并不適合多口充電器小型化的設計需求。

MOSFET可以大幅降低導通壓降，如果能夠讓MOSFET擁有二極管的特性，那么MOSFET會是一個理想選擇。有一個叫做理想二極管控制器的產品就可以實現這個功能，讓MOSFET工作在單向導通的狀態。一般的原理就是通過檢測MOSFET S到D的壓降，來判斷電流的流向：如果壓降超過0V，說明電流流經Body diode，打開MOSFET來降低阻抗；如果壓降降為0V或接近0V，說明電流接近截止，關斷MOSFET。

理想二極管的基礎原理很簡單，不過實際應用中有很多的問題，例如在開關的邊沿會有電壓振蕩，容易帶來反復開關；由于MOSFET結電容的存在，導致關斷時間有延時，也可能帶來直通的問題；還有低端驅動容易帶來EMI問題。為了解決這些問題，各個IC廠商八仙過海，各顯神通。列舉一下三種常見的控制方式，并探討一下各自的優缺點。

方案1. 檢測過零點，完全導通，快速開關

這種控制策略比較簡單，開通的時候Gate拉高，MOSFET完全導通，關斷時檢測Vsd，一旦接近0V，迅速關閉MOSFET。以NCP4305D為例，關斷閾值為0mV，說明進行關斷判斷時，直到電流完全降為0V時，才判斷電流截止，然后是一個大電流的下拉，盡快關斷MOSFET。

這種方式可以正常應用于QR模式，效率高。但應用于定頻模式下，會有直通的風險。主要的問題在于MOSFET的關斷是一個過程，驅動電流要對MOSFET的結電容進行放電，從開通到完全關斷有一個時間差，時間長短與驅動電流和MOSFET的結電容相關。因此如果一旦工作進入CCM模式，當檢測到MOSFET電壓到0V時，極性已經反轉，這時SR MOSFET關斷的延時會導致原副邊的MOSFET都處于直通的狀態，進而導致瞬間極大過流以及器件燒毀。

方案2. 預測開通時間

這種方式是根據變壓器源邊電感伏秒平衡來預測源邊FET開通時間，也就是同步管關斷的時間。具體來說是將副邊電壓通過壓控電流源轉為電流給電容進行充放電，當電容電壓降為0時，判斷這時源邊FET進行開通，因此關斷副邊同步管。

這種方式對于DCM或是QR模式都沒有問題，但是工作在CCM模式時，如果有動態變化，預測就會失準，導致FET直通。雖然有一些方法來例如根據相鄰兩個周期時間相近來預測，但對源邊控制器又有很大的限制。

方案3. 檢測過零點，控制FET工作在線性區

以MP6907為例，FET開通時始終工作在一個VDS被調制的狀態。當負向電壓低過-30mV時，Gate電壓就會被拉低，然后控制負壓在-70mV的水平。雖然這在一定程度上可能增加導通損耗，但帶來的好處是導通時的驅動電壓比較低，關斷速度會非常快。當負向電壓高于-30mV時，驅動被迅速拉低，MOSFET被關斷。這種控制方法與采用何種源邊控制方式關系較小，不管是LLC，或是FLYBACK QR, DCM模式都可以很好適應。

除此之外, MP6907還有一個SYNC腳，可以和源邊控制器通訊來實現更為可靠的CCM工作。

為了實現輕載高效，滿足產品待機功耗的要求，MP6907支持輕載模式，通過外部電阻可以設定開通時間門限TLL，如果同步管開通時間持續低于門限TLL，那么芯片進入輕載模式，關斷驅動電壓，靠MOSFET體二極管導通。通過檢測MOSFET電壓也可以退出輕載模式。

得益于MP6907非常寬的供電電壓4.2V-35V，MP6907可以無需單獨的供電繞組進行高邊FET驅動，直接通過二極管從副邊繞組供電，如下圖。不過在設計時需要確保在母線電壓最高時，二次側的電壓不高于35V。

綜上所述，MPS的解決方案，對于不同設計指標，不同的源邊控制器和控制方式，具有最大程度的適用性。MPS作為同步整流控制器的領導者，從2009年起發布第一顆同步整流控制器，不斷完善控制方式和簡化外圍電路，并推出集成MOSFET的MP6910A，相信工程師們可以在MPS的產品庫中選擇出適合的芯片。