僅一個電池可能無法為復雜系統提供正常工作所需的所有電壓軌。汽車LED驅動器、音頻放大器以及電信等應用需要升壓轉換器將較低輸入電壓轉換為較高輸出電壓。要確定應該將轉換器的工作模式設計成連續傳導模式 （CCM）、非連續傳導模式 （DCM） 還是二者的結合，這對于升壓轉換器設計人員來說可能不太明確。
　　升壓轉換器的形狀和尺寸多種多樣，所支持的電源等級和升壓比率非常廣泛。這些要求決定了升壓轉換器最適合在CCM下工作，還是在DCM下工作。在DCM下，電感器電流在 FET 導通時開始從零升高，并在下一個轉換周期到來之前完全放電歸零。但在非同步 CCM 升壓情況下，無論電流是在升高、在下降，還是在將電感器儲存的能量釋放到輸出電容器和負載中，電感器電流始終大于零。
　　在CCM下，占空比對負載而言是恒定的，但會隨輸入電壓變化而變化。在大多數CCM設計中，當低于某一最低負載時，工作模式會轉換為DCM，因為電感器電流在下一個轉換周期到來之前最終會降低至零。
　　在大多數情況下，高功率升壓轉換器工作在CCM下，而低功率升壓則在DCM下完成。這是因為CCM允許較低峰值電流流過整個電路，通常會帶來較低電路損耗。但可能在高電壓升壓轉換的輸出整流器中也有例外，例如在PFC中，反向恢復電流會導致更多損耗。這種損耗通常可采用高質量（快速）整流器進行處理。
　　如果在DCM下工作，會出現在CCM模式下兩倍的峰值電感器電流，但如果故意減小電感值，則該電流可能還會高很多。這些更高電流不僅可增大輸入輸出電容器中的均方根電流，而且還可增加 FET 中的開關損耗，因此需要更大（或更多）的組件來應對附加應力。單這一項不足通常就能掩蓋 DCM 在高功率下提供的其它優勢。
　　盡管電感器均方根電流在 DCM 下更高，但其線阻通常會低很多，因此銅損耗往往與 CCM 相同或更低。不過，DCM 下的核心損耗在高功率等級下更大。有時候可能需要更大的核心來處理這些增加的損耗，這會使經常讓人振奮的“更小電感器尺寸”優勢黯然失色。DCM 能真正發揮優勢的地方是較低功率等級，這里電容器和 FET 中增加的應力不一定需要較大組件，采用較小電感器即可。
　　DCM的一個額外優勢是在以高升壓比率工作時（此時CCM工作需要大量的導通時間），可通過減小電感值來縮短導通時間（伴有更高峰值電流）。這非常好，因為控制器經常會達到最大可控制導通時間（或最小關斷時間）限值，跳過脈沖。這樣，設計人員可根據控制器的可工作范圍對導通和關斷時間進行微調。此外，DCM 的控制環路表現要優于CCM，因為沒有右半平面零點，其可轉換為優異的瞬態性能。
　　有時候可通過減小電感值將RHPZ的影響降到最低，我們可將RHPZ推到影響較小的更高頻率位置。無論在輕負載、啟動還是在瞬態條件下，所有CCM升壓都可在一定條件下以 DCM 模式工作。這完全可以接受，但應該搞清楚出現這種情況時的條件。
　　圖 1 是電感方程式（方程 1）中反向升壓比率 （VIN/VOUT） 與占空比 （D×（1-D）2） 的比較圖。該項目與 CCM 升壓轉換器中所需的電感成正比。本圖中的峰值出現在 VIN/VOUT 比值為 2/3 時或升壓比率 （VOUT/VIN） 為 1.5 時。這可能是有些不太直觀的結果。它的意思是，在采用變化輸入電壓的設計中，電路必須在 VIN/VOUT 比率的一個區段間工作。如果該范圍非常廣泛而且該區段包含圖 1 中的峰值，那就應該在 2/3 的 VIN/VOUT 比率位置計算電感。如果該區段不包含 2/3 點，那它就應該在其相對峰值比率處進行設計。
　　
　　圖 1.CCM 所需的最大電感出現在 VIN/VOUT = 2/3 時