MAX8739：TFT、LCD 專用 DC - DC 轉換器深度解析

在電子設備的設計中，顯示屏的性能至關重要，而對于 TFT、LCD 顯示屏而言，一款合適的 DC - DC 轉換器能顯著提升其顯示效果和穩定性。今天我們就來詳細探討一下 Maxim 公司推出的 MAX8739，這是一款集成了高性能升壓調節器和兩個高電流運算放大器的芯片，專為有源矩陣薄膜晶體管（TFT）液晶顯示器（LCD）設計。

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芯片概述

主要特性

• 寬輸入電壓范圍：MAX8739 的輸入電源電壓范圍為 1.8V 至 5.5V，能適應多種電源環境，為不同的應用場景提供了靈活性。
• 高效升壓轉換器：采用 600kHz/1.2MHz 高頻電流模式調節器，集成 14V n 溝道 MOSFET，可使用超小型電感器和陶瓷電容器，實現快速瞬態響應和超過 85% 的效率。
• 高性能運算放大器：兩個運算放大器具有高輸出電流（±150mA）、快速壓擺率（7.5V/μs）、寬帶寬（12MHz）以及軌到軌輸入輸出特性，可用于驅動 LCD 背板（VCOM）和/或伽馬校正分壓串。
• 邏輯控制高壓開關：帶有可調節延遲的邏輯控制高壓開關，能滿足不同的時序需求。
• 多種保護功能：具備內置上電序列、輸入電源欠壓鎖定、所有調節器輸出的定時器延遲故障鎖存以及熱過載保護等功能，提高了芯片的可靠性和穩定性。

封裝形式

MAX8739 采用 20 引腳、5mm x 5mm TQFN 封裝，最大厚度僅 0.8mm，非常適合超薄 LCD 面板。

應用領域

主要應用于筆記本電腦顯示器和 LCD 監視器面板等領域。

電氣特性分析

輸入輸出參數

• 輸入電源：輸入電源范圍為 1.8V 至 5.5V，靜態電流在不同條件下有所不同，如 (V{IN}=2.5V)，(V{FB}=1.5V) 時，靜態電流為 15 - 30μA。
• LDO 輸出：LDO 輸出電壓在 6V ≤ (V{SUP}) ≤ 13V，(I{LDO}=12.5mA) 時為 4.6 - 5.4V，具有欠壓鎖定功能，閾值為 2.4 - 3.0V。
• SUP 電源：SUP 電源電壓范圍為 4.5 - 13.0V，欠壓故障閾值為 1.4V，電源電流在不同工作狀態下有所變化。

升壓調節器特性

• 工作頻率：通過 FREQ 引腳可選擇 600kHz 或 1.2MHz 工作頻率。
• 最大占空比：不同頻率下最大占空比有所不同，FREQ = AGND 時為 91 - 99%，FREQ = IN 時為 88 - 96%。
• 其他參數：包括 FB 調節電壓、故障觸發持續時間、線路調節、輸入偏置電流等。

運算放大器特性

• 輸入失調電壓：在 (V{CM}=V{SUP}/2)，(T_{A}= +25°C) 時，典型值為 0 - 12mV。
• 輸入偏置電流：NEG1、POS1、NEG2、POS2 引腳的輸入偏置電流為 -50 - +50nA。
• 輸出電壓擺幅：在不同輸出電流下，輸出電壓擺幅有所不同，具有良好的軌到軌特性。
• 其他參數：如共模抑制比、開環增益、短路電流等。

正柵極驅動器定時和控制開關特性

包括 DEL 電容充電電流、DEL 開啟閾值、CTL 輸入電壓、SRC 輸入電壓范圍和電流、開關導通電阻等參數。

典型應用電路

MAX8739 的典型應用電路可生成 +8V 源極驅動器電源以及約 +22V 和 -7V 柵極驅動器電源，適用于 TFT 顯示器。電路設計中，輸入電壓范圍為 +1.8V 至 +2.7V，文檔中還列出了關鍵推薦組件和組件供應商的聯系信息。

詳細工作原理

主升壓調節器

采用電流模式、固定頻率 PWM 架構，通過調節內部功率 MOSFET 的占空比來控制輸出電壓和功率。占空比近似計算公式為 (D approx frac{V{MAIN }-V{IN }}{V_{MAIN }})。誤差放大器將 FB 信號與 1.24V 比較，改變 COMP 輸出，從而控制 MOSFET 的導通和關斷，實現能量的存儲和釋放。

運算放大器

用于驅動 LCD 背板和伽馬校正分壓串，具有短路電流限制功能，當輸出短路時，短路電流限制在約 ±150mA，若短路持續，IC 結溫上升至熱關斷閾值（典型值 +160°C）時，將關閉所有輸出。在驅動純電容性負載時，需采取措施確保穩定運行，如在輸出和負載之間放置 5Ω 至 50Ω 電阻或并聯 RC 網絡。

開關控制和延遲

通過連接在 DEL 引腳和 AGND 之間的電容 (C{DEL}) 選擇開關控制塊電源啟動延遲。當 LDO 電壓超過欠壓鎖定閾值且各調節器軟啟動完成后，5μA 電流源對 (C{DEL}) 充電，當電容電壓超過 VREF（典型值 1.25V）時，根據 CTL 狀態連接 COM 到 SRC 或 DRN。

欠壓鎖定（UVLO）

將 IN 引腳的輸入電壓與 UVLO 閾值（上升 1.26V，下降 1.1V）比較，200mV 磁滯防止電源瞬變導致重啟。輸入電壓超過上升閾值時啟動，低于下降閾值時關閉主升壓調節器和線性調節器輸出，禁用開關控制塊，運算放大器輸出呈高阻態。

線性調節器（LDO）

內部 5V 線性調節器，輸入電壓范圍為 4.5V 至 13V，輸出典型值為 5V，為內部電路包括柵極驅動器供電。需用 0.22μF 或更大的陶瓷電容將 LDO 引腳旁路到 AGND，SUP 應直接連接到升壓調節器的輸出，以提高低輸入電壓下的效率。

自舉和軟啟動

MAX8739 具有自舉操作功能，正常運行時，內部線性調節器為內部電路供電。輸入電壓在 SUP 高于 1.3V（典型值）且故障鎖存未置位時啟用，啟用后調節器開始開環開關以生成線性調節器的電源。LDO 電壓超過 2.7V（典型值）時，內部參考塊開啟，PWM 控制器和電流限制電路啟用，升壓調節器進入軟啟動。軟啟動期間，主升壓調節器直接限制峰值電感電流，分八個相等電流步驟從 0 增加到全電流限制值，輸出電壓達到調節值或軟啟動定時器約 13ms 到期后，可獲得最大負載電流，軟啟動可最小化浪涌電流和電壓過沖。

故障保護

在穩態運行時，監測 FB 電壓，若 FB 電壓不超過 1V（典型值），激活內部故障定時器，若持續故障達到故障定時器持續時間，設置故障鎖存，關閉所有輸出。去除故障條件后，需循環輸入電壓清除故障鎖存并重新激活設備。同時，監測 SUP 電壓的欠壓和過壓情況，欠壓或過壓時禁用升壓調節器的柵極驅動器，防止內部 MOSFET 開關，但不設置故障鎖存。

熱過載保護

當結溫超過 (T{J}= +160°C) 時，熱傳感器立即激活故障保護，關閉升壓調節器和內部線性調節器，設備冷卻約 15°C 后，循環輸入電壓（低于 UVLO 下降閾值）清除故障鎖存并重新激活設備。為保證連續運行，結溫不應超過絕對最大結溫額定值 (T{J}= +150°C)。

設計要點

主升壓調節器設計

• 電感選擇：選擇電感時需考慮最小電感值、峰值電流額定值和串聯電阻等因素，這些因素會影響轉換器的效率、最大輸出負載能力、瞬態響應時間和輸出電壓紋波。可根據典型輸入電壓、最大輸出電流、預期效率和 LIR（電感峰 - 峰紋波電流與滿載電流下平均直流電感電流的比值）計算電感值，選擇合適的電感后，還需評估不同電感值在典型工作區域的效率提升情況。
• 輸出電容選擇：總輸出電壓紋波由電容紋波和歐姆紋波組成，電容紋波與輸出電容的充放電有關，歐姆紋波與電容的等效串聯電阻（ESR）有關。對于陶瓷電容，輸出電壓紋波通常由電容紋波主導，同時需考慮輸出電容的電壓額定值和溫度特性。
• 輸入電容選擇：輸入電容可減少從輸入電源汲取的電流峰值，降低噪聲注入到 IC。典型應用電路中使用 10μF 陶瓷電容，實際應用中，由于升壓調節器通常直接從另一個穩壓電源的輸出運行，源阻抗較低，可適當減小輸入電容值。也可使用 RC 低通濾波器將 IN 與輸入電容解耦，以容忍更大的電壓變化。
• 整流二極管選擇：由于 MAX8739 的高開關頻率，需要高速整流二極管，肖特基二極管因其快速恢復時間和低正向電壓而被推薦，一般 3A 肖特基二極管與內部 MOSFET 配合良好。
• 輸出電壓選擇：通過連接從輸出 ((V{MAIN})) 到 AGND 的電阻分壓器，中心抽頭連接到 FB 來調整主升壓調節器的輸出電壓。選擇 R2 在 10kΩ 至 50kΩ 范圍內，根據公式 (R1 = R2 times(frac{V{MAIN }}{V{FB}} - 1)) 計算 R1，其中 (V{FB}) 為升壓調節器的反饋設定點，為 1.236V，R1 和 R2 應靠近 IC 放置。
• 環路補償：選擇 (R{COMP}) 設置高頻積分器增益以實現快速瞬態響應，選擇 (C{COMP}) 設置積分器零點以保持環路穩定。對于低 ESR 輸出電容，可使用公式 (R{COMP} approx frac{315 × V{IN} × V{OUT} × C{OUT }}{L × I{MAIN(MAX) }}) 和 (C{COMP } approx frac{V{OUT } × C{OUT }}{10 × I{MAIN(MAX) } × R{COMP }}) 獲得穩定性能和良好的瞬態響應，還可通過調整 (R{COMP}) 和 (C{COMP}) 進一步優化瞬態響應。

功率耗散

IC 的最大功率耗散取決于芯片到環境的熱阻和環境溫度，熱阻與 IC 封裝、PCB 銅面積、其他熱質量和氣流有關。MAX8739 在背面暴露焊盤焊接到 1in2 PCB 銅的情況下，在 +70°C 靜止空氣中可耗散約 1.7W 功率。功率耗散的主要部分包括升壓調節器和運算放大器的功率損耗。

• 升壓調節器：升壓調節器中功率耗散的主要部分是內部 MOSFET、電感和輸出二極管。若升壓調節器效率為 90%，約 3% - 5% 的功率在內部 MOSFET 中損耗，約 3% - 4% 在電感中損耗，約 1% 在輸出二極管中損耗，其余 1% - 3% 分布在輸入和輸出電容以及 PCB 線路中。
• 運算放大器：運算放大器的功率耗散取決于其輸出電流、輸出電壓和電源電壓，計算公式為 (P{DSOURCE} = I{OUTSOURCE} times(V{SUP } - V{OUT })) 和 (P{DSINK} = I{OUT(SINK)} times V_{OUT })。

PCB 布局和接地

• 最小化高電流環路面積：將電感、輸出二極管和輸出電容靠近輸入電容以及 LX 和 PGND 引腳放置，減少高電流環路面積。高電流輸入環路從輸入電容的正端到電感，到 IC 的 LX 引腳，從 PGND 引腳輸出，再到輸入電容的負端；高電流輸出環路從輸入電容的正端到電感，到輸出二極管，到輸出電容的正端，再連接到輸出電容和輸入電容的接地端。使用短而寬的連接，避免在高電流路徑中使用過孔，若不可避免，使用多個過孔并聯以降低電阻和電感。
• 創建接地島：創建由輸入和輸出電容接地、PGND 引腳和任何電荷泵組件組成的功率接地島（PGND），用短而寬的走線或小接地平面連接這些組件，最大化功率接地走線的寬度可提高效率，減少輸出電壓紋波和噪聲尖峰。創建由 AGND 引腳、所有反饋分壓器接地連接、運算放大器分壓器接地連接、COMP 和 DEL 電容接地連接、SUP 和 LDO 旁路電容接地連接以及設備背面暴露焊盤組成的模擬接地平面（AGND），將 PGND 引腳直接連接到背面暴露焊盤以連接 AGND 和 PGND 島，避免在這些單獨的接地平面之間進行其他連接。
• 放置反饋電阻：將反饋分壓器電阻盡可能靠近反饋引腳放置，分壓器的中心走線應保持短。將電阻放置過遠會使 FB 走線成為天線，可能拾取開關噪聲，應避免將任何反饋走線靠近 LX 或電荷泵中的開關節點。
• 放置旁路電容：將 IN 引腳和 LDO 引腳的旁路電容盡可能靠近設備放置，IN 和 LDO 旁路電容的接地連接應通過寬走線直接連接到 AGND 引腳。
• 優化輸出走線：最小化輸出電容和負載之間走線的長度，最大化走線的寬度，以獲得最佳瞬態響應。
• 處理 LX 節點：最小化 LX 節點的尺寸，保持其短而寬，使 LX 節點遠離反饋節點和模擬接地，必要時使用直流走線作為屏蔽。

總結

MAX8739 是一款功能強大的 TFT、LCD 專用 DC - DC 轉換器，具有高效、高性能和多種保護功能等優點。在設計過程中，需要綜合考慮各個方面的因素，包括電氣特性、電路設計、元件選擇、功率耗散和 PCB 布局等，以確保芯片的性能和穩定性。希望本文能為電子工程師在使用 MAX8739 進行設計時提供有價值的參考。你在實際設計中是否遇到過類似芯片的使用問題呢？歡迎在評論區分享你的經驗和見解。