深入剖析ADP1851：高性能同步降壓DC - DC控制器的設計與應用

在電子設計領域，電源管理是至關重要的一環。今天我們要深入探討的ADP1851，是一款由ADI公司推出的寬范圍輸入、同步降壓DC - DC控制器，它在眾多應用場景中展現出了卓越的性能。

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1. 產品概述

ADP1851具備諸多令人矚目的特性。其輸入電壓范圍為2.75 V至20 V，輸出電壓范圍是0.6 V至90% VIN，最大輸出電流超過25 A。采用電流模式架構，還可配置為電壓模式，在溫度范圍內輸出電壓精度可達±1%，支持電壓跟蹤功能。此外，它的可編程頻率范圍為200 kHz至1.5 MHz，具備同步輸入、輕載節能模式、精確使能輸入、帶內部上拉電阻的電源良好指示、可調節軟啟動、可編程電流檢測增益、集成自舉二極管等特點，能啟動預充電負載，還具有外部可調斜率補償功能，適用于任何輸出電容，并且提供過壓、過流限制保護和熱過載保護。封裝形式為16引腳、4 mm × 4 mm的LFCSP，同時得到ADIsimPower設計工具的支持。

2. 應用領域

ADP1851適用于需要排序和跟蹤的中間總線和負載點（POL）系統，廣泛應用于電信基站和網絡、工業與儀器儀表、醫療保健等領域。這些領域對電源的穩定性、效率和精度都有較高要求，ADP1851憑借其出色的性能能夠很好地滿足這些需求。

3. 工作原理

3.1 控制架構

ADP1851基于固定頻率、模擬峰值電流模式的PWM控制架構。電感電流通過測量外部低端MOSFET的RDSON或串聯在低端MOSFET源極與電源地之間的檢測電阻上的電壓降來進行檢測。在開關周期的關斷期間檢測電流，并通過內部電流檢測放大器進行處理。電流檢測放大器的增益在控制器上電初始化且設備開始開關之前可編程為3 V/V、6 V/V或12 V/V。模擬電流斜坡在IC內部生成，可通過RAMP引腳進行編程。控制邏輯確保了內部驅動器和外部MOSFET的防直通操作，從而限制了交叉傳導。

3.2 振蕩器頻率

內部振蕩器頻率范圍為200 kHz至1.5 MHz，由FREQ引腳的外部電阻RFREQ設置。常見的fosc值可參考相關表格，對于未列出的頻率，可通過經驗公式[R{FREQ}(kΩ)=96,568 × f{OSC}(kHz)^{-1.065}]計算RFREQ的值。

3.3 同步功能

ADP1851的開關頻率可通過連接到SYNC引腳的外部時鐘信號進行同步。內部振蕩器頻率需設置為接近外部時鐘頻率，外部時鐘頻率可在內部時鐘設置的0.85×至1.3×之間變化。同步后，ADP1851工作在PWM模式。若外部SYNC信號消失，它將恢復到內部振蕩器。使用SYNC功能時，建議從SYNC到VCCO連接上拉電阻，以確保在SYNC信號丟失時繼續以PWM模式運行。

3.4 PWM和脈沖跳過模式

SYNC引腳是多功能引腳，連接到VCCO或高電平時啟用PWM模式，連接到地或浮空時啟用脈沖跳過模式。在輕載時，脈沖跳過模式可降低開關頻率，提高效率，但輸出紋波會比固定頻率的強制PWM模式大。當輸出負載大于脈沖跳過閾值電流時，ADP1851退出脈沖跳過模式，進入固定頻率的不連續導通模式（DCM），負載進一步增加時進入連續導通模式（CCM）。

3.5 同步整流和死區時間

ADP1851的防直通電路監測DH到SW和DL到PGND的電壓，調整高低端驅動器，確保先斷后通的開關操作，避免高低端MOSFET之間的交叉傳導。死區時間不是固定的，取決于MOSFET的開關速度。在典型應用中，使用輸入電容約為3 nF的中等尺寸MOSFET時，典型死區時間約為25 ns。

3.6 輸入欠壓鎖定

當VIN引腳的偏置輸入電壓低于典型的欠壓鎖定（UVLO）閾值2.65 V時，開關驅動器保持不活動狀態。若EN為高電平，且VIN引腳電壓超過UVLO閾值，控制器開始開關。

3.7 內部線性穩壓器

內部線性穩壓器是低壓差（LDO）VCCO，為內部控制電路和柵極驅動器供電。它保證有超過200 mA的輸出電流能力，足以滿足典型邏輯閾值MOSFET在高達1.5 MHz驅動時的柵極驅動器要求。VCCO始終處于活動狀態，不能通過EN信號關閉，但過熱保護事件會使LDO和控制器一起禁用。建議用1 μF或更大的電容將VCCO旁路到AGND。

3.8 過壓保護

ADP1851在FB節點有內置的過壓檢測電路。當FB電壓VFB超過過壓閾值時，高端N溝道MOSFET關斷，低端NMOSFET導通，直到VFB降至欠壓閾值以下。若過壓條件未消除，控制器將反饋電壓維持在過壓和欠壓閾值之間，輸出調節在典型的±8%的調節電壓范圍內。過壓事件發生時，SS/TRK節點通過內部3 kΩ下拉電阻放電。當FB電壓降至欠壓閾值以下時，軟啟動序列重新開始。

3.9 電源良好指示

PGOOD引腳是開漏NMOSFET，內部有一個12.5 kΩ的上拉電阻連接到VCCO。正常運行時PGOOD內部上拉到VCCO，觸發時為低電平有效。當反饋電壓VFB超過過壓閾值或低于欠壓閾值時，PGOOD輸出在延遲12 μs后被拉至地。過壓或欠壓條件必須至少存在10 μs，PGOOD才會變為有效。若檢測到熱過載條件，PGOOD輸出也會變為有效。

3.10 短路和電流限制保護

當輸出短路或輸出電流連續八個周期超過由電流限制設置電阻（ILIM和SW之間）設置的電流限制時，ADP1851關閉高低端驅動器，并每10 ms重新啟動軟啟動序列，即打嗝模式。過流或短路事件發生時，SS節點通過內部3 kΩ電阻放電至零。

3.11 使能/禁用控制

EN引腳用于啟用或禁用ADP1851控制器，典型的精確使能閾值為0.63 V。當EN電壓高于閾值電壓時，控制器啟用并在內部振蕩器、參考、設置和軟啟動周期初始化后開始正常運行。當EN電壓降至閾值電壓以下約30 mV（滯后）時，ADP1851中的驅動器和內部控制器電路關閉。初始設置仍然有效，因此重新啟用控制器不會改變設置，除非VIN引腳的電源循環。此外，EN信號不會關閉VCCO處的LDO穩壓器，當VIN高于UVLO閾值時，LDO始終處于活動狀態。

3.12 熱過載保護

ADP1851有內部溫度傳感器，當芯片結溫達到約155°C時，進入熱關斷狀態，轉換器關閉，SS/TRK引腳通過內部3 kΩ電阻放電至零，同時VCCO放電至零。當結溫降至135°C以下時，經過軟啟動序列后恢復正常運行。

4. 設計要點

4.1 輸出電壓設置

使用從輸出到FB的電阻分壓器設置輸出電壓。對于RBOT，使用1 kΩ至20 kΩ的電阻。通過公式[R{TOP}=R{BOT}left(frac{V{OUT}-V{FB}}{V_{FB}}right)]選擇RTOP來設置輸出電壓，其中VFB為反饋調節閾值，為0.6 V。

4.2 軟啟動

軟啟動周期由SS和AGND之間的外部電容設置。軟啟動功能限制輸入浪涌電流并防止輸出過沖。當EN啟用時，6.5 μA的電流源開始對電容充電，當SS電壓達到0.6 V時達到調節電壓。軟啟動時間近似為[t{SS}=frac{0.6 V}{6.5 μA}C{SS}]。當控制器禁用時，軟啟動電容通過內部3 kΩ下拉電阻放電。

4.3 電流限制設置

電流限制比較器通過測量低端MOSFET兩端的電壓來確定負載電流。電流限制由ILIM和SW之間的外部電流限制電阻RILIM設置。電流檢測引腳ILIM向該外部電阻提供標稱50 μA的電流，產生RILIM乘以50 μA的偏移電壓。當電流檢測元件RCS（低端MOSFET的RDSON）上的壓降等于或大于該偏移電壓時，ADP1851標記電流限制事件。計算公式為[R{ILIM}=frac{1.06 × I{LPK} × R_{CS}}{50 μA}]，其中ILPK為峰值電感電流。

4.4 準確的電流限制檢測

由于MOSFET的RDSON在溫度范圍內可能變化超過50%，可通過在低端MOSFET源極到PGND添加電流檢測電阻來實現準確的電流限制檢測。要確保電流檢測電阻的功率額定值適合應用。

4.5 輸入電容選擇

在高端開關MOSFET的漏極附近使用兩個并聯電容（一個具有足夠高電流額定值的大容量電容和一個10 μF的陶瓷去耦電容）。根據紋波電流額定值選擇輸入大容量電容，特定負載所需的最小輸入電容計算公式為[C{IN,MIN}=frac{I{O} × D(1 - D)}{(V{PP}-I{O} × D × R{ESR})f{SW}}]，其中IO為輸出電流，D為占空比，VPP為所需的輸入紋波電壓，RESR為電容的等效串聯電阻。

4.6 VIN引腳濾波器

建議在VIN引腳連接低通濾波器。通過在VIN串聯2 Ω至10 Ω的電阻，并在VIN和AGND之間連接1 μF的陶瓷電容，可有效過濾開關穩壓器產生的任何不需要的干擾。但要注意，驅動大MOSFET時輸入電流可能大于100 mA，100 mA電流通過10 Ω電阻會產生1 V壓降，與VCCO的壓降相同，此時應選擇較低的電阻值。

4.7 升壓電容選擇

在SW和BST引腳之間連接升壓電容，為高端驅動器在開關期間提供電流。選擇值在0.1 μF至0.22 μF之間的陶瓷電容。

4.8 電感選擇

對于大多數應用，選擇電感值使電感紋波電流為最大直流輸出負載電流的20%至40%。電感值計算公式為[L=frac{V{IN}-V{OUT}}{f{SW} × Delta I{L}} × frac{V{OUT}}{V{IN}}]，其中L為電感值，VIN為輸入電壓，VOUT為輸出電壓，fSW為開關頻率，ΔIL為電感紋波電流的峰峰值。同時要檢查電感數據手冊，確保電感的飽和電流遠高于特定設計的峰值電感電流。

4.9 輸出電容選擇

為獲得最大允許的輸出開關紋波，選擇的輸出電容應大于[C{OUT}congfrac{Delta I{L}}{8 f{SW}} × frac{1}{sqrt{Delta V{OUT}^{2}-Delta I{L}^{2} × (R{ESR}^{2}-(4 f{SW} × L{ESL})^{2})}}]，其中ΔIL為電感紋波電流，ΔVOUT為目標最大輸出紋波電壓，RESR為輸出電容的等效串聯電阻，LESL為輸出電容的等效串聯電感。通常電容阻抗主要由ESR決定，最大ESR額定值可從制造商的數據手冊中獲取，輸出紋波可近似為[Delta V{OUT}congDelta I{L} × R{ESR}]。在輸出電容的ESR和ESL在開關頻率下阻抗較小的情況下，如輸出電容為一組并聯的MLCC電容，電容性阻抗占主導，輸出電容應大于[C{OUT}congfrac{Delta I{L}}{8 Delta V{OUT} × f{SW}}]。同時要確保輸出電容的紋波電流額定值大于最大電感紋波電流。為滿足負載釋放時輸出電壓過沖的要求，輸出電容應大于[C{OUT}congfrac{Delta I{STEP}^{2}L}{(V{OUT}+Delta V{OVERSHOOT})^{2}-V{OUT}^{2}}]，其中ΔVOVERSHOOT為最大允許過沖。選擇由上述兩個公式得出的較大輸出電容值。

4.10 MOSFET選擇

MOSFET的選擇直接影響DC - DC轉換器的性能。低導通電阻的MOSFET可降低I2R損耗，低柵極電荷可降低過渡損耗。MOSFET應具有低熱阻，以確保MOSFET中耗散的功率不會導致過高的MOSFET管芯溫度。高端MOSFET在導通時間內承載負載電流，通常承擔轉換器的大部分過渡損耗。選擇高端MOSFET時要平衡導通損耗和過渡損耗。導通損耗計算公式為[P{C}=(I{LOAD(RMS)})^{2} × R{DSON}]，柵極充電損耗近似為[P{G}cong V{PV} × Q{G} × f{sw}]，高端MOSFET過渡損耗近似為[P{T}congfrac{V{IN} × I{LOAD} × (t{R}+t{F}) × f{SW}}{2}]。低端MOSFET在高端MOSFET關斷時承載電感電流，其過渡損耗較小可忽略不計。對于高輸入電壓和低輸出電壓的情況，低端MOSFET大部分時間承載電流，因此優化其導通電阻至關重要。若功率損耗超過MOSFET額定值或需要更低的電阻，可將多個低端MOSFET并聯。低端MOSFET導通功率損耗計算公式為[P{CLS}=(I{LOAD(RMS)})^{2} × R{DSON}]，體二極管的功率損耗為[P{BODYDIODE}=V{F} × t{D} × f{SW} × I{O}]，低端MOSFET的總功率損耗為[P{LS}=P{CLS}+P{BODYDIODE}]。要注意MOSFET的導通電阻隨溫度升高而增加，典型溫度系數為0.4%/°C，MOSFET結溫相對于環境溫度的升高為[T{I}=T{A}+theta{JA} × P{D}]，其中TA為環境溫度，θJA為MOSFET封裝的熱阻，PD為MOSFET中耗散的總功率。

4.11 環路補償

4.11.1 電壓模式

將控制器設置為電壓模式操作，需在DL和PGND之間放置100 kΩ電阻。選擇電壓模式下最大可能的斜坡幅度（低于1.5 V），斜坡電壓通過連接在VIN和RAMP引腳之間的電阻編程，計算公式為[R{RAMP}=frac{V{IN}-0.2 V}{100 pF × f{SW} × V{RAMP}}]，同時要確保[10 μAleqfrac{V{IN}-0.2 V}{R{RAMP}}leq160 μA]。對于輸出電容ESR零點頻率大于交叉頻率一半的情況，使用III型補償。計算輸出LC濾波器諧振頻率[f{LC}=frac{1}{2 pi sqrt{LC}}]，選擇交叉頻率為開關頻率的1/10，即[f{CO}=frac{f_{SW}}{10}]，設置極點和零點，計算補償電阻RZ和電容CI等參數。若需要精確補償，可使用ADIsimPower設計工具。

4.11.2 電流模式

在電流模式下，使用II型補償補償ADP1851的誤差電壓環路。設置斜率補償時，通過在RAMP引腳和輸入電壓VIN之間連接電阻RRAMP實現，計算公式為[R{RAMP}=frac{7 × 10^{6} × L}{A{CS} × R{CS}}]，其中L為電感值（單位為μH），RCS為SW和PGND之間電流檢測元件的電阻，ACS為電流檢測放大器增益（3 V/V、6 V/V或12 V/V）。電壓斜坡幅度[V{RAMP}=frac{V{IN}-0.2 V}{100 pF × f{sW} × R{RAMP}}]，要確保[10 μAleqfrac{V{IN}-0.2 V}{R_{RAMP}}leq160 μA]。設置電流檢測增益時，要使內部最小放大電壓VCSMIN高于0.4 V，最大放大電壓VCSMAX為2.1 V，確保最大VCOMP（VCOMPMAX）不超過2.2 V。對于II型補償，使用相應電路，計算補償電阻RZ和電容CI等參數。若需要高精度補償解決方案，可使用ADIsimPower設計工具。

4.12 開關噪聲和過沖降低

為減少電壓振鈴和噪聲，建議在高電流應用中在SW和PGND之間添加RC緩沖器。通常RSNU為2 Ω至4 Ω，CSNUB為1.2 nF至3 nF。RC緩沖器組件的尺寸必須正確選擇以處理功率耗散，RSNUB的功率耗散為[P{SNUB}=V{IN}^{2} × C{SNUB} × f{SW}]。在BST引腳添加電阻RMSE（一般為2 Ω至4 Ω）有助于減少過沖，在柵極驅動器串聯電阻（一般為2 Ω至4 Ω）也有助于減少過沖。若添加了