在信號頻率響應中，直流跨阻放大器的討論是了解交流信號響應的良好開端。但這還不是全部。您可能希望通過跨阻放大器電路（TIA）的信號穩定。

回到我們的標準TIA電路（圖1）。

圖1.無寄生電容的標準高精度TIA電路。

我知道這是一個光電流轉換器，但現在我們有一個輸出電壓信號的放大器，電路穩定性的確定取決于電壓域。圖1中的電路可能不穩定，但憑借您在本博客中新學到的設計專業知識，您將了解TIA游戲中的玩家。TIA穩定性的關鍵在于放大器和反饋元件寄生效應。

放大器和反饋電路的寄生效應

從放大器電路開始，該電路中隱藏著四個額外的寄生電容;C射頻， CFMN， C厘米-和 C差異（圖2）。

圖2.該圖明確繪制了放大器電路的寄生電容。

寄生放大器電容為 CFMN， C厘米-和 C差異.CFMN和 C厘米-是輸入共模放大器電容。你會注意到 CFMN從接地連接到放大器中的虛擬接地偏置。因此，我們將忽略CFMN并調用 C厘米-，簡單地 C厘米.C差異肯定在電路中，它實際上與C并聯厘米。這一事實方便地使放大器的輸入電容等于C厘米 + C差異，我們稱之為C放大 器。

在圖2的頂部，有一個寄生電容（C射頻） 反饋電阻兩端，RF.該電容是分立電阻兩端的寄生電容加上布局中PCB寄生并聯電容的結果。通常，所有這些寄生電容的累積值最多為幾皮法。如果PCB設計人員意識到這個問題，仔細的布局可以將該電容降低到1pF以下。您可能會認為這個小電容可以忽略不計，直到我們計算反饋電容（CF） 值，但讓我們把這個最終決定推遲到我們的設計工作結束。圖2中的放大器具有三個寄生電容C厘米-， C差異和 CFMN.

圖 2 中的定義或組件標簽包括：

CF= TIA 反饋電容。

RF= TIA 反饋電阻。

C射頻= TIA 反饋電阻寄生電容。

C厘米-， CFMN= 共模放大器電容。

C差異= 差分放大器電容。

一個老（jw） = 放大器開環增益。

修改的變量：

C厘米- = C厘米

C放大 器 = C厘米 + C差異

值得注意的是，C放大 器與光電二極管 （PD） 并聯。簡而言之，如果光電二極管有任何寄生電容，放大器的電容會增加光電二極管的電容。稍后我們將了解這如何影響電路穩定性。

光電二極管寄生效應

光電二極管接收光信號。在該電路中，光電二極管上的入射光產生電流（I帕金森） 流過二極管從陰極流向陽極。放大器的反相輸入阻抗極高，使光電二極管產生的電流流過反饋電阻，RF （圖3）。

圖3.光電二極管寄生效應包括結電容（C帕金森）和結電阻（R帕金森）。

在圖3中，寄生元件的定義是：

PD = 理想光電二極管。

我帕金森= 照亮光電二極管上的光產生的電流。

C帕金森= 光電二極管寄生電容。

R帕金森= 光電二極管寄生并聯電阻。

當光線照射到光電二極管上時，電流（I帕金森） 從二極管的陰極傳導到陽極。例如，使用 RF和 CF等于 1MW 和 2.5pF（含）和 I帕金森等于直流 （1mA），信號傳遞函數的極點等于 1/（2p RF x CF） 或 63.7kHz 和放大器輸出電壓 V外，等于 I帕金森Y SF或+1V。R 的減少F將此極點移動到更高的頻率值，將輸出電壓移動到較低的電壓。

該跨阻放大器的總體情況包括所有元件及其寄生電容和電阻（圖 4）。

圖4.跨阻放大器的完整電路圖，包括寄生電容和電阻。

在圖4中，放大器的輸入偏置電流必須低于最小光電二極管電流。使用輸入偏置電流規格小于10pA的FET或CMOS輸入放大器（如MAX44260）是經驗法則，典型輸入偏置電流規格為0.01pA。

特定放大器的失調電壓誤差可能是也可能不是問題，具體取決于應用電路。具有高失調電壓（10毫伏范圍）的放大器會極大地損害電路的線性度和動態范圍。

在精密應用中，放大器在光電二極管兩端的失調電壓會產生與照射到光電二極管的光無關的電流，從而影響電路的低光輸入線性度。

失調電壓也可能影響 TIA 的動態范圍。例如，圖1中的電路設計的電壓增益為（1 + RF， 1帕金森）。失調電壓乘以該增益因數傳遞到放大器的輸出。在本例中，射頻等于 1MW 和 R帕金森等于1GW，等于1.001V/V。失調電壓為10mV的放大器在輸出端為10.01mV時具有恒定的直流誤差。在5V系統中，10.01mV使動態范圍減小了約0.2%。圖4所示，MAX44260的最大輸入失調電壓等于50mV，動態范圍誤差為0.001%。

我將用 TIA 波特圖（圖 5）來取笑您，現在很少或根本沒有解釋。在此圖中，您將看到這些寄生元件彈出，這將使我們進入穩定的TIA電路。在下一篇博客中見，它將深入探討這個預兆圖的細節。

圖5.閉環增益（1/β）和放大器開環增益（A老） 為 20dB/十倍頻程，這決定了電路穩定性。

審核編輯：郭婷