用于大功率便攜式揚聲器（如手推車揚聲器）的音頻放大器通常使用鋰離子電池供電，這些電池可以從單節電池到串聯的幾節電池不等。設計人員通常使用升壓轉換器為音頻放大器產生電壓，因為揚聲器的功耗可能超過幾百瓦。

出于成本考慮，大功率音頻放大器的一種方法是在并聯主副配置中使用兩個升壓轉換器，其中副轉換器的反饋電壓節點接地，其 COMP 電壓節點連接到主轉換器的 COMP 電壓節點。由于COMP節點電壓決定了功率電感的峰值電流，副轉換器跟蹤主轉換器產生相同的峰值電流，從而實現兩個轉換器之間的負載共享。

這種方法在峰值電流平衡方面簡單有效。然而，決定實際功率的是與電感峰值電流不同的直流電流。電感值的不匹配不可避免地會導致兩個轉換器中的直流電流不同，即使它們的峰值電流相同。更糟糕的是，兩個轉換器中的峰值電流很容易被抵消超過 20%，從而導致固有電路參數容差導致更大的電流共享誤差，例如：

脈寬調制 （PWM） 控制器從 COMP 引腳到 PWM 比較器的內部偏移電壓。

電流檢測電阻以及電流檢測放大器的增益（如果適用）。

斜率補償信號疊加在電流檢測信號上。

結果是一個轉換器過熱的不平衡功率共享，如果沒有更昂貴的熱管理方案，這種情況會顯著降低系統的整體可靠性。

但是，還有其他選擇。本文將討論簡單的電流共享方案，并提出一種最小化并聯升壓轉換器之間的直流電流共享誤差的方法，包括作為概念驗證的實驗結果。

均流控制方案及工作原理

圖 1顯示了一個電流共享控制方案，其中附屬公司被迫提供與主要公司相同的負載電流。共享控制電路包括：

運算放大器（op amp）U1

電流檢測電阻 R SN1和 R SN2由 R 1和 R 3以及 R 2和 R 4組成的電阻分壓器可選的感應濾波電容器 C 1和 C 2補償電容 C 3以穩定共享控制回路

共享控制電阻 R 5

圖 1在這種均流控制方案中，附屬公司被迫提供與主要公司相同的負載電流。資料來源：德州儀器

假設 U1 是理想運算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4。如果 I O2變得大于 I O1（U1 的輸出電壓），V C將增加。因此，F B2電壓將升高，降低 V O2和 I O2直到 I O2 = I O1。同樣，如果 I O2變得小于 I O1，電路將迫使 V O2和 I O2增加以達到 I O2 = IO1。簡而言之，I O2將跟蹤 I O1以實現平衡均流。

在穩定狀態下，直流電流 I O1、 I O2和 I OUT滿足公式 1：

分析電流平衡誤差

實際上，沒有任何電路參數是完美的。有兩個因素會為圖 1 所示的電路引入電流共享誤差：R SN1、R SN2、R 1、R 2、R 3和 R 4的電阻值容差，以及 U1 的輸入失調電壓和偏置電流。

為了最大限度地減少電流平衡誤差，在所有六個位置使用E96系列中的電阻器（容差為 0.1%）會將它們對共享誤差的影響限制在 0.6% 以下。

圖 2這是 U1 的等效電路的樣子。資料來源：資料來源：德州儀器

下面我們來分析一下U1造成的錯誤。假設U1的輸入失調電壓為V OS，失調電流為I OS，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2，R 3 = R 4。經過簡單的電路分析，您可以看到由 V OS和 I OS引起的共享誤差，如公式 2 所示。

ΔI O = |I O1 – I O2 | = 1/R SN1 （R 1 +R 3 ）/R 3 × V OS + R 1 × I OS ） （2）

等式 2 表明：

具有更高 V OS和 I OS的運算放大器會產生更大的錯誤。

較高的 R SN1和 R SN2值有助于減少誤差。

電阻分壓器的電壓階躍比越高，與 V 相關的誤差越大。

如果R 1 = R 2 = 0 Ω，則消除了由I OS引起的誤差。

然而，在選擇這些設備時還有其他限制。具有超低 V OS和 I OS的運算放大器通常很昂貴。大電流檢測電阻器不僅會導致高功耗，而且成本更高。因此，更具成本效益的方法是優化電阻分壓器的選擇。

優化電阻分壓器選擇

電阻分壓器的降壓比應盡可能小。在最好的情況下，U1 應該是一個運算放大器，可以將轉換器的輸出電壓作為偏置電源電壓。這是因為您可以移除每個分壓器的底部電阻，如圖 3所示。由于 U1 的兩個輸入引腳的高阻抗，每個分壓器頂部電阻上的壓降可以忽略不計，從而使 U1 的兩個輸入能夠直接感應電流差。直接感測使感測誤差和共享誤差最小化。它還消除了電阻分壓器中的靜態功耗。

圖 3最佳均流方案顯示何時 V OUT可以直接為 U 1供電。資料來源：德州儀器

如果不衰減，輸出電壓軌上的開關紋波可能會影響 U1 的性能。使用C 1和C 2與R 1和R 2組成低通濾波器將降低U1 輸入端的紋波電壓。因此，R 1和R 2不得為0 Ω。在選擇 R 1和 R 2以及 C 1和 C 2的值時，您必須進行權衡，以便以最小的成本實現所需的紋波衰減。

并聯升壓轉換器的電流共享

對于某些升壓轉換器應用，V OUT可能會超過 U1 的最大電源電壓額定值。因此，U1 的偏置電源必須具有較低的電壓，例如轉換器的偏置電源電壓 V CC。在這種情況下，您必須使用圖 1 中的 R 3和 R 4來將 V 1和 V 2保持在 U1 的偏置電源電壓之下。這樣做的缺點是增加了電阻分壓器的共享誤差和相關的功耗。

為了提高并行升壓轉換器的性能，圖 4顯示了一種改進的電流共享控制方案。電流感應元件放置在輸入側。工作原理與圖 1 類似，不同之處在于該方案實現了兩個轉換器的輸入電流的共享平衡。

圖 4升壓轉換器電流共享方案使用并行設置提供了更好的性能。資料來源：德州儀器

同樣，假設 U1 是理想運算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4，則輸入電流 I IN、I i1和 I i2滿足公式 3。

選擇 E96 系列中的所有六個電阻器（0.1% 容差）可以將它們對共享誤差的影響限制在 《0.6%。U1 的失調電壓和電流的影響與前面分析的相同；即，公式 4 計算共享誤差如下：

ΔI IN = |I i1 – I i2 | = 1/R SN1 （R 1 + R 3 ）/R 3 × V OS + R 1 × I OS ） （4）

由于升壓轉換器的輸入電壓低于V OUT，因此可以降低所需的電阻分壓器的降壓比以獲得更小的共享誤差。如果升壓輸入電壓小于 U1 的最大偏置電源電壓額定值，U1 可以直接將輸入電壓 V IN作為其偏置電源，您可以移除 R 3和 R 4以獲得與前面討論的相同的優勢。

實驗結果

為了驗證這個概念，讓我們在共享控制電路旁邊使用兩個LM5155升壓控制器評估模塊，如圖 4 所示。由于轉換器的最大輸入電壓為 18 V，因此為 U1 選擇LM8261運放可以直接將 V IN作為偏置電源，從而消除了 R 3和 R 4。其他選擇是：

R SN1 = R SN2 = 10 mΩ

R 1 = R 2 = 499 Ω

C 1 = C 2 = 1 μF

C 3 = 100 nF

R 5 = 50 kΩ

根據LM8261 datasheet，U 1的最大V OS為7 mV，最大I OS為400 nA。因此，由 U1 引起的最壞情況最大共享誤差為 0.72 A，如公式 4 所示：ΔI IN ≤ 1/10 mΩ （7 mV + 499 Ω × 400 nA） = 720 mA

圖 5和圖 6顯示了兩個典型的實驗結果。主副轉換器之間的輸入電流共享誤差小于 120 mA，遠小于 720 mA 的最壞情況誤差。

圖5結果顯示在 V IN = 8 V 和 98 W 負載下的輸入電流共享。資料來源：德州儀器

圖 6結果顯示在 V IN = 8 V 和 72 W 負載下的輸入電流共享。資料來源：德州儀器

所提出的概念還應用于典型手推車揚聲器的 9-16 V輸入至 50 V輸出、300 W 電源的參考設計，該電源由兩個 150 W LM5155 升壓轉換器組成，主要和輔助配置。

由于升壓轉換器的輸入電壓通常低于輸出電壓，因此將感應控制電路置于輸入側有助于減少電流共享誤差。本文提出的方案可能是用于手推車揚聲器的高升壓比升壓轉換器的解決方案。在此類應用中，輸入通常是 12V 電池，輸出電壓大于 40V，因此需要并聯升壓轉換器來支持超過 300W 的高保真音頻放大器，例如 TPA3221。通過這種方案，并聯轉換器可以實現相當平衡的功率共享。

Youhao Xi，Power Tips 第 105 篇文章的作者，是德州儀器 （TI） 升壓轉換器和控制器解決方案的應用經理。