全數(shù)字解決方案成本昂貴，因為它們需要許多離散的模擬電路。這些模擬電路包括精密電流檢測放大器、功率MOSFET柵極驅動器、監(jiān)視和保護電路等。由于電路板上的設備數(shù)量龐大，離散解決方案顯得笨重且不可靠。為了減少解決方案尺寸和降低成本，同時提高性能和系統(tǒng)級可靠性，一些一級供應商正在尋找一種混合架構，其中微控制器處理更高級別的智能管理，且高度集成的模擬控制器實現(xiàn)電源轉換器級。在這篇博文中，我將討論如何確定這種模擬控制器的最合適的控制方案。

表1總結了不同控制方案的優(yōu)點和缺點。

表1：控制方案比較

A48V-12V雙向轉換器通常必須具有高精度的電流調節(jié)（優(yōu)于3％），以便精確地控制從一個電池軌到另一個電池軌傳輸?shù)墓β柿?。由于高功率，系統(tǒng)通常需要交錯并行操作中的多相電路，以共享總負載，并且共享應當在各個相之間均衡。因此，電壓控制模式不適合，因為其不能實現(xiàn)多相共享。

基于峰值電感器電流生成脈沖寬度調制（PWM）信號的峰值電流模式控制方案可實現(xiàn)多相共享。然而，共享平衡很大程度上受功率電感器公差的影響。功率電感器通常具有±10％的公差，導致顯著的共享誤差，從而導致不同相位的失衡功率耗散。更糟的是，電感器的峰值電流具有與DC電流的固有誤差，導致電流調節(jié)較不精確，進而導致功率輸送不太準確。

傳統(tǒng)的平均電流模式控制方案解決了峰值電流模式控制的電流誤差問題，因為它調節(jié)了平均電感電流，并消除了電感公差對電流調節(jié)的影響。然而，電廠傳遞函數(shù)隨著工作電壓和電流條件而變化，并且雙向操作需要兩種不同的環(huán)路補償。

為了克服常規(guī)平均電流模式控制方案的挑戰(zhàn)并簡化實際電路實現(xiàn)，TI為48V-12V雙向轉換器工作開發(fā)了創(chuàng)新的平均電流模式控制方案，如圖1和表1所示。功率級包括：

• 高側FET（Q1）。
• 低側FET（Q2）。
• 功率電感器（Lm）。
• 電流檢測電阻（Rcs）。
• 兩個電池，一個在HV端口，另一個在LV端口。

控制電路包括：

• 增益為50的電流檢測放大器，通過方向指令DIR（“0”或“1”）進行方向轉向。
• 跨導放大器用作電流環(huán)路誤差放大器，在非反相引腳施加參考信號（ISET），以設置相位直流電流調節(jié)值。
• PWM比較器。
• 與HV-Port電壓成比例的斜坡信號。
• 由DIR控制的轉向電路，用于施加PWM信號以控制Q1或Q2作為主開關。
• COMP節(jié)點處的環(huán)路補償網絡。

Rcs感應電感電流，且信號被放大50倍。該信號被發(fā)送到跨導放大器的反相輸入，導致COMP節(jié)點處的誤差信號，該節(jié)點也是PWM比較器的非反相輸入的節(jié)點。比較誤差信號和斜坡信號產生PWM信號。由DIR命令控制，PWM信號可控制Q1進行降壓模式操作，并強制電流從HV端口流向LV端口，或當發(fā)送到Q2時，反轉電流流動的方向。

圖1：TI專用平均電流模式控制方案的雙向電流轉換器

表2：變流器功率裝置傳遞函數(shù)（KFF是斜坡發(fā)生器系數(shù)；Vramp= KFF×VHV-端口；Rs是沿著功率流路徑的有效總電阻，不包括Rcs）

表2所示為新控制方案的優(yōu)點。電廠傳遞函數(shù)對于雙向操作是相同的，它是一階系統(tǒng)。此外，傳遞函數(shù)與諸如端口電壓和負載電流水平的操作條件無關。因此，應用單個II型補償網絡將在所有工作條件下始終穩(wěn)定雙向轉換器，大大簡化了實際電路的運用，并提高了性能。

TI的專有平均電流模式控制方案適用于汽車48V-12V雙向電流控制器。它需要單個II型補償網絡來覆蓋雙向操作，而不管操作條件如何。電流調節(jié)精度——盡管存在電感公差，但均勻共享高功率等的自然的多相并聯(lián)操作將大大簡化高性能的雙向轉換器設計。TI在LM5170-Q1多相雙向電流控制器中實現(xiàn)了這種控制方案。閱讀博文“雙電池系統(tǒng)中的汽車48V和12V電源互聯(lián)”，了解如何克服設計混合電動車電源的挑戰(zhàn)。

審核編輯：何安